IGBT驱动及其保护设计.docx
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IGBT驱动及其保护设计
IGBT模块驱动及保护电路设计
1引言
IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。
它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。
其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十kHz频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。
IGBT是电压控制型器件，在它的栅极和发射极间施加十几V的直流电压，只有μA级的漏电流流过，基本上不消耗功率。
但IGBT的栅极和发射极间存在着较大的寄生电容（几千至上万pF），在驱动脉冲电压的上升及下降沿需要提供数A的充放电电流，才能满足开通和关断的动态要求，这使得它的驱动电路也必须输出一定的峰值电流。
IGBT作为一种大功率的复合器件，存在着过流时可能发生锁定现象而造成损坏的问题。
在过流时如采用一般的速度封锁栅极电压，过高的电流变化率会引起过电压，为此需要采用软关断技术，因而掌握好IGBT的驱动和保护特性是十分必要的。
2栅极特性
IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。
由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。
在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极－集电极间的电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。
为此，通常采用绞线来传送驱动信号，以减小寄生电感。
在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。
由于IGBT的栅极－发射极和栅极－集电极间存在着分布电容Cge和Cgc，以及发射极驱动电路中存在有分布电感Le，这些分布参数的影响，使得IGBT的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。
这可以用带续流二极管的电感负载电路（见图1）得到验证。
（a）等效电路（b）开通波形
图1IGBT开关等效电路和开通波形
在t0时刻，栅极驱动电压开始上升，此时影响栅极电压uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge，栅极电压上升较快。
在t1时刻达到IGBT的栅极门槛值，集电极电流开始上升。
从此时开始有2个原因导致uge波形偏离原有的轨迹。
首先，发射极电路中的分布电感Le上的感应电压随着集电极电流ic的增加而加大，从而削弱了栅极驱动电压，并且降低了栅极－发射极间的uge的上升率，减缓了集电极电流的增长。
其次，另一个影响栅极驱动电路电压的因素是栅极－集电极电容Cgc的密勒效应。
t2时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极－集电极间电容Cgc开始放电，在驱动电路中增加了Cgc的容性电流，使得在驱动电路内阻抗上的压降增加，也削弱了栅极驱动电压。
显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t3时刻，uce降到零为止。
它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。
在t3时刻后，ic达到稳态值，影响栅极电压uge的因素消失后，uge以较快的上升率达到最大值。
由图1波形可看出，由于Le和Cgc的存在，在IGBT的实际运行中uge的上升速率减缓了许多，这种阻碍驱动电压上升的效应，表现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。
为了减缓此效应，应使IGBT模块的Le和Cgc及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的开通速度。
IGBT关断时的波形如图2所示。
t0时刻栅极驱动电压开始下降，在t1时刻达到刚能维持集电极正常工作电流的水平，IGBT进入线性工作区，uce开始上升，此时，栅极－集电极间电容Cgc的密勒效应支配着uce的上升，因Cgc耦合充电作用，uge在t1－t2期间基本不变，在t2时刻uge和ic开始以栅极－发射极间固有阻抗所决定的速度下降，在t3时uge及ic均降为零，关断结束。
图2IGBT关断时的波形
由图2可看出，由于电容Cgc的存在，使得IGBT的关断过程也延长了许多。
为了减小此影响，一方面应选择Cgc较小的IGBT器件；另一方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入Cgc的充电电流增加，加快了uce的上升速度。
在实际应用中，IGBT的uge幅值也影响着饱和导通压降：
uge增加，饱和导通电压将减小。
由于饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一，因此必须尽量减小。
通常uge为15～18V，若过高，容易造成栅极击穿。
一般取15V。
IGBT关断时给其栅极－发射极加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗干扰能力，通常取5～10V。
3 栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响
栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。
IGBT的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。
IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。
在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率降低损耗。
在正常状态下IGBT开通越快，损耗越小。
但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通越快，IGBT承受的峰值电流越大，越容易导致IGBT损害。
此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。
其代价是较大的开通损耗。
利用此技术，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。
由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。
因此对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。
栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响。
电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。
IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增大。
为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。
为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。
4 IGBT的驱动电路
IGBT的驱动电路必须具备2个功能：
1是实现控制电路与被驱动IGBT栅极的电隔离；
2是提供合适的栅极驱动脉冲。
实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。
图3由分立元器件构成的IGBT驱动电路
图3为采用光耦合器等分立元器件构成的IGBT驱动电路。
当输入控制信号时，光耦VLC导通，晶体管V2截止，V3导通输出＋15V驱动电压。
当输入控制信号为零时，VLC截止，V2、V4导通，输出－10V电压。
＋15V和－10V电源需靠近驱动电路，驱动电路输出端及电源地端至IGBT栅极和发射极的引线应采用双绞线，长度最好不超过0.5m。
图4由集成电路TLP250构成的驱动器
图4为由集成电路TLP250构成的驱动器。
TLP250内置光耦的隔离电压可达2500V，上升和下降时间均小于0.5μs，输出电流达0.5A，可直接驱动50A/1200V以内的IGBT。
外加推挽放大晶体管后，可驱动电流容量更大的IGBT。
TLP250构成的驱动器体积小，价格便宜，是不带过流保护的IGBT驱动器中较理想的选择。
5 IGBT的过流保护
IGBT的过流保护电路可分为2类：
一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。
对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。
这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。
IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。
如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。
存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。
通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。
软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。
但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。
为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。
所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。
降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。
降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。
若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。
上述降栅压的方法只考虑了栅压与短路电流大小的关系，而在实际过程中，降栅压的速度也是一个重要因素，它直接决定了故障电流下降的di/dt。
慢降栅压技术就是通过限制降栅压的速度来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值。
图5给出了实现慢降栅压的具体电路。
图5实现慢降栅压的电路
正常工作时，因故障检测二极管VD1的导通，将a点的电压钳位在稳压二极管VZ1的击穿电压以下，晶体管VT1始终保持截止状态。
V1通过驱动电阻Rg正常开通和关断。
电容C2为硬开关应用场合提供一很小的延时，使得V1开通时uce有一定的时间从高电压降到通态压降，而不使保护电路动作。
当电路发生过流和短路故障时，V1上的uce上升，a点电压随之上升，到一定值时，VZ1击穿，VT1开通，b点电压下降，电容C1通过电阻R1充电，电容电压从零开始上升，当电容电压上升到约1.4V时，晶体管VT2开通，栅极电压uge随电容电压的上升而下降，通过调节C1的数值，可控制电容的充电速度，进而控制uge的下降速度；当电容电压上升到稳压二极管VZ2的击穿电压时，VZ2击穿，uge被钳位在一固定的数值上，慢降栅压过程结束，同时驱动电路通过光耦输出过流信号。
如果在延时过程中，故障信号消失了，则a点电压降低，VT1恢复截止，C1通过R2放电，d点电压升高，VT2也恢复截止，uge上升，电路恢复正常工作状态。
6 IGBT开关过程中的过电压
关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。
极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。
所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。
但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。
一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。
7 IGBT的关断缓冲吸收电路
为了使IGBT关断过电压能得到有效的抑制并减小关断损耗，通常都需要给IGBT主电路设置关断缓冲吸收电路。
IGBT的关断缓冲吸收电路分为充放电型和放电阻止型。
充放电型有RC吸收和RCD吸收2种。
如图6所示。
（a）RC型（b）RCD型
图6充放电型IGBT缓冲吸收电路
RC吸收电路因电容C的充电电流在电阻R上产生压降，还会造成过冲电压。
RCD电路因用二极管旁路了电阻上的充电电流，从而克服了过冲电压。
（a）LC型（b）RLCD型（c）RLCD型
图7三种放电阻止型吸收电路
图7是三种放电阻止型吸收电路。
放电阻止型缓冲电路中吸收电容Cs的放电电压为电源电压，每次关断前，Cs仅将上次关断电压的过冲部分能量回馈到电源，减小了吸收电路的功耗。
因电容电压在IGBT关断时从电源电压开始上升，它的过电压吸收能力不如RCD型充放电型。
从吸收过电压的能力来说，放电阻止型吸收效果稍差，但能量损耗较小。
对缓冲吸收电路的要求是：
1尽量减小主电路的布线电感La；
2吸收电容应采用低感吸收电容，它的引线应尽量短，最好直接接在IGBT的端子上；
3吸收二极管应选用快开通和快软恢复二极管，以免产生开通过电压和反向恢复引起较大的振荡过电压。
8 结语
本文对IGBT的驱动和保护技术进行了详细的分析，得出了设计时应注意几点事项：
1IGBT由于有集电极－栅极寄生电容的密勒效应影响，能引起意外的电压尖峰损害，所以设计时应让栅极电路的阻抗足够低以尽量消除其负面影响。
2栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程及驱动脉冲的波形都有很大影响。
所以设计时应综合考虑。
3应采用慢降栅压技术来控制故障电流的下降速率，从而抑制器件的dv/dt和uce的峰值，达到短路保护的目的。
4在工作电流较大的情况下，为了减小关断过电压，应尽量减小主电路的布线电感，吸收电容器应采用低感型。
【原创】逆变H桥IGBT单管驱动+保护详解
这几天沉下心来专门给逆变器的后级，也就是大家熟悉的H桥电路换上了IGBT管子，用来深入了解相关的特性。
大家都知道，IGBT单管相当的脆弱，同样电流容量的IGBT单管，比同样电流容量的MOSFET脆弱多了，也就是说，在逆变H桥里头，MOSFET上去没有问题，但是IGBT上去，可能开机带载就炸了。
这一点很多人估计都深有体会。
当时我看到做鱼机的哥们用FGH25N120AND这个，反映很容易就烧了，当时不以为然。
只到我在工作中遇到，一定要使用IGBT的时候，我才发现我错了，当初我非常天真的认为，一个IRFP460,20A/500V的MOSFET，我用个SGH40N60UFD40A/600V的IGBT上去怎么样也不会炸的吧，实际情况却是，带载之后，突然加负载和撤销负载，几次下来就炸了，我以为是电路没有焊接好，然后同样的换上去，照样炸掉，这样白白浪费了好多IGBT。
后来发现一些规律，就是采用峰值电流保护的措施就能让IGBT不会炸，下面我就会将这些东西一起详细的说一说，说的不好请大家见谅，这个帖子会慢慢更新，也希望高手们多多提出意见。
我们将这个问题看出几个部分来解决：
1，驱动电路；
2，电流采集电路；
3，保护机制；
一、驱动电路
这次采用的IGBT为IXYS的，IXGH48N60B3D1，详细规格书如下：
IXGH48N60B3D1
驱动电路如下：
这是一个非常典型的应用电路，完全可以用于IGBT或者MOSFET，但是也有些不一样的地方。
1，有负压产生电路，
2，隔离驱动，
3，单独电源供电。
首先我们来总体看看，这个电路没有保护，用在逆变上100%炸，但是我们可以将这个电路的实质摸清楚。
先讲讲重点：
1：
驱动电阻R2，这个在驱动里头非常重要，图上还有D1配合关闭的时候，让IGBT的CGE快速的放电，实际上看需要，这个D1也可以不要，也可以在D1回路里头串联一个电阻做0FF关闭时候的栅极电阻。
下面发几个波形照片，不同的栅极电阻，和高压HV+400V共同产生作用的时候，上下2个IGBT栅极的实际情况。
上面的图，是在取消负压的时候，上下2管之间的栅极波形，栅极电阻都是在10R情况下。
上面的图是在不加DC400V情况下测量2管G极波形，下图是在DC400V情况下，2管的栅极波形。
为何第二个图会有一个尖峰呢。
这个要从IGBT的内部情况说起，简单来说，IGBT的GE上有一个寄生的电容，它和另外的CGC一个寄生电容共同组成一个水池子，那就是QG，其实这个和MOSFET也很像的。
那么在来看看为何400V加上去，就会在下管上的G级上产生尖峰。
借花献佛，抓个图片来说明：
如上图所示，当上管开通的时候，此时是截止的，由于上管开通的时候，这个时候要引入DV/DT的概念，这个比较抽象，先不管它，简单通俗的说就是上管开通的时候，上管等效为直通了，+DC400V电压立马加入到下管的C级上，这么高的电压立刻从IGBT的寄生电容上通过产生一个感应电流，这个感应电流上图有公式计算，这个电流在RG电阻和驱动内阻的共同作用下，在下管的栅极上构成一个尖峰电压，如上面那个示波器的截图所示。
到目前为止，没有引入米勒电容的概念，理解了这些，然后对着规格书一看，米勒电容是什么，对电路有何影响，就容易理解多了。
这个尖峰有许多坏处，从上面示波器截图可以看出来，在尖峰时刻，下管实际上已经到7V电压了，也就是说，在尖峰的这个时间段内，上下2个管子是共同导通的。
下管的导通时间短，但是由于有TON的时间关系在里面，所以这个电流不会太大。
管子不会炸，但是会发热，随着传输的功率越大，这个情况会更加严重，大大影响效率。
本来是要发出加入负压之后波形照片，负压可以使这个尖峰在安全的电平范围内。
示波器需要U盘导出位图，这样清晰，今天发懒没有模仪器了，后面再去补上去。
二，电流采集电路
说到这一步，就是离保护不远了，我的经验就是电流采集速度要很快，这样才能在过流或短路的时候迅速告诉后面的电路->，这里出问题了。
让IGBT迅速安全的关闭。
这个电路该如何实现呢？
对于逆变电路，我们可以直接用电阻采样，也可以用VCE管压降探测方式。
管压降探测这个论坛里有多次讨论出现过，但是都没有一个真正能用，
真正实际应用过，测试过的电路（专用驱动芯片例外），这是因为每种实际应用的参数大不一样，比如IGBT参数不同，需要调整的参数很多，需要一定的经验做调整。
我们可以从最简单的方式入手，采用电阻检测这个电流，短路来了，可以在电阻上产生压降，用比较器和这个电压进行比较，得出最终是否有过流或者短路信号。
用这个图就可以了，因为原理非常简单，就一个比较的作用，大家实现起来会非常容易，没有多少参数可以调整的。
上图是采样H桥对地的电流，举个例子：
如果IGBT是40A，我们可以采取2倍左右的峰值电流，也就是80A，对应上图，RS为0.01R,如果流入超过80A脉冲电流那么在该电阻上
产生0.01R*80A=0.8V电压，此电压经过R11，C6消隐之后到比较器的+端，与来自-端的基准电压相比较，图上的-端参考电阻设置不对，实际中请另外计算，本例可以分别
采用5.1K和1K电阻分压变成0.81V左右到-端，此时如果采样电阻RS上的电压超过0.8V以上，比较器立即翻转，输出SD5V电平到外部的电路中。
这个变化的电平信号就是我们
后面接下来需要使用的是否短路过流的信号了。
有了这个信号了，那我们如何关闭IGBT呢？
我们可以看情形是否采取软关闭，也可以采取直接硬关闭。
采取软关闭，可以有效防止在关闭的瞬间造成电路的电压升高的情况，关闭特性非常软，很温柔，非常适合于高压大功率的驱动电路。
如果采取硬关闭，可能会造成高压DC上的电压过冲，
比如第一图中的DC400V高压可能变成瞬间变成DC600V也说不定，当时我看一些资料上的记载的时候，非常
难以理解：
关就关了嘛，高压难道还自己升上去了？
实际情况却是真实存在的。
如果大家难以理解，可以做个试验，家里有水塔的，最清楚，水塔在很高的楼上，水龙头在一楼，
打开水龙头，水留下来了，然后用极快的速度关闭这个水龙头，你会听到水管子有响声，连水管子都会要震动一下（不知道说的对不对，请高手指正，在此引入水龙头这个例子
还得感谢我读书的时候，老师看我们太笨了，讲三极管特性原理的时候打的比喻，在此我要感谢他），IGBT在桥电路的原理同样如此。
在IGBT严重短路的时候，如果立马硬关闭
IGBT，轻则只是会在母线上造成过冲的感应电压（至于为何会过冲可以查阅相关资料，很多资料都说到了），管子能抗过去，比如你在直流高压母线上并联了非常好的吸收电容，
有多重吸收电路等等。
。
重则，管子关闭的时候会失效，关了也没有用，IGBT还是会被过冲电压击穿短路，而且这个短路是没有办法恢复的，会立即损坏非常多的电路。
有时候没有过压也能引起这种现象，
这个失效的原理具体模型本人未知，但是可以想象的是可能是由于管子相关的其他寄生电容和米勒电容共同引起失效的，或者是由于在过流，短路信号发生时候，IGBT已经发生了擎柱效应
就算你去关，关也关不死了。
还有第三种方式，是叫做：
二级关闭，这种方式简单来说，就是检测到了短路，过流信号，PWM此时这个脉冲并没有打算软关闭或直接关闭，而是立即将此时刻对应的VGE驱动脉冲电压降低到8V左右
以此来判断是否还是在过流或短路区域，如果还是，继续沿用这个8V的驱动，一直到设定的时间，比如多个个us还是这样就会立即关了，如果不是，PWM将会恢复正常。
这种方式一般可能见到不多，
所以我们不做深入研究。
理解了这些，我们可以看情况来具体采用那些关闭的方式，我认为在2KW级别中，DC380V内，直接采取硬关闭已经可以满足要求了，只需要在H桥上并联吸收特性良好的一个电容，就可以用600V的IGBT了。
关键的一点就是检测时候要快速，检测之后要关闭快速，只有做到了快，IGBT就不会烧。
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