开关音频功率放大器.docx
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开关音频功率放大器
论文题目开关音频功率放大器
学号0501090730
姓名徐陈晨
指导教师田立炎职称
职称
市校苏州广播电视大学
分校苏州信息学院（吴江电视大学）
教学班05电子信息班
2010年3月20日
毕业设计论文
电子信息专业（五年制专科）
摘要：
功率放大器简称功放，可以说是各类音响器材中最大的一个家族了，其作用主要是将音源器材输入的较微弱信号进行放大后，产生足够大的电流去推动扬声器进行声音的重放。
由于考虑功率、阻抗、失真、动态以及不同的使用范围和控制调节功能，不同的功放在内部的信号处理、线路设计和生产工艺上也各不相同。
音频功率放大器是一个技术已经相当成熟的领域，几十年来，人们为之付出了不懈的努力，无论从线路技术还是元器件方面，乃至于思想认识上都取得了长足的进步。
回顾一下功率放大器的发展历程，对我们广大音响爱好者来说也许是一件饶有趣味的事情。
1906年美国人德福雷斯特发明了真空三极管，开创了人类电声技术的先河。
1927年贝尔实验室发明了负反馈技术后，使音响技术的发展进入了一个崭新的时代，比较有代表性的如"威廉逊"放大器，较成功地运用了负反馈技术，使放大器的失真度大大降低，至50年代电子管放大器的发展达到了一个高潮时期，各种电子管放大器层出不穷。
由于电子管放大器音色甜美、圆润，至今仍为发烧友所偏爱。
60年代晶体管的出现，使广大音响爱好者进入了一个更为广阔的音响天地。
晶体管放大器具有细腻动人的音色、较低的失真、较宽的频响及动态范围等特点。
在60年代初，美国首先推出音响技术中的新成员--集成电路，到了70年代初，集成电路以其质优价廉、体积小、功能多等特点，逐步被音响界所认识。
发展至今，厚膜音响集成电路、运算放大集成电路被广泛用于音响电路
关键词：
IGBT的应用，开关功放，高保真音频
目录：
第一章课题概述2
1本课题选题的目的和意义2
2本论文的内容及作者的主要贡献5
第二章设计目标及总体方案的确定5
1相近研究课题的特点及优缺点分析5
2现行研究存在的问题及解决办法6
3本课题要达到的设计目标6
第三章整机电路的工作原理6
1各部分电路工作原理的叙述6
2具体实现中采用的关键技术8
第四章各部分电路的具体设计10
1各部分电路电子元器件的选择与计算10
2各部分电路的参数计算12
第五章整机电路的电子元器件明细表16
1分类列出电子元器件清单16
第六章电路调试及性能分析18
1单元电路的调试18
2整机电路的调试19
3电路性能分析20
第七章结束语22
1总结：
22
正文：
第一章课题概述
1本课题选题的目的和意义
绝缘栅双极型晶体管IGBT（InsulatedGateBipolarTransistor）是一种由双极晶体管与MOSFET组合的器件，它既具有MOSFET的栅极电压控制快速开关特性，又具有双极晶体管大电流处理能力和低饱和压降的特点，近年来在各种电力变换装置中得到广泛应用。
但是，IGBT的门极驱动电路影响IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路电流能力及dine/dt等参数，决定了IGBT的静态与动态特性。
因此，在使用IGBT时，最重要的工作就是要设计好驱动与保护电路。
音频放大器已经有快要一个世纪的历史了，最早的电子管放大器的第一个应用就是音频放大器。
然而直到现在为止，它还在不断地更新、发展、前进。
主要因为人类的听觉是各种感觉中的相当重要的一种，也是最基本的一种。
为了满足它的需要，有关的音频放大器就要不断地加以改进。
进入21世纪以后，各种便携式的电子设备成为了电子设备的一种重要的发展趋势。
从作为通信工具的手机，到作为娱乐设备的MP3播放器，已经成为差不多人人具备的便携式电子设备。
陆续将要普及的还有便携式电视机，便携式DVD等等。
所有这些便携式的电子设备的一个共同点，就是都有音频输出，也就是都需要有一个音频放大器；另一个特点就是它们都是电池供电的。
都希望能够有较长的使用寿命。
就是在这种需求的背景下，D类放大器被开发出来了。
它的最大特点就是它能够在保持最低的失真情况下得到最高的效率。
高效率的音频放大器不只是在便携式的设备中需要，在大功率的电子设备中也需要。
因为，功率越大，效率也就越重要。
而随着人们的居住条件的改善，高保真音响设备和更高档的家庭影院也逐渐开始兴起。
在这些设备中，往往需要几十瓦甚至几百瓦的音频功率。
这时，低失真、高效率的音频放大器就成为其中的关键部件。
音频放大器的目的是在产生声音的输出元件上重建输入的音频信号，信号音量和功率级都要理想——如实、有效且失真低。
音频范围为约20Hz～20kHz，因此放大器在此范围内必须有良好的频率响应（驱动频带受限的扬声器时要小一些，如低音喇叭或高音喇叭）。
根据应用的不同，功率大小差异很大，从耳机的毫瓦级到TV或PC音频的数瓦，再到“迷你”家庭立体声和汽车音响的几十瓦，直到功率更大的家用和商用音响系统的数百瓦以上，大到能满足整个电影院或礼堂的声音要求。
本文设计的功率放大器的方框图示于图2.一个输出功率开关连接在+44V和-44V之间,开关的输出连接到低通滤波器的输入端.这个电子开关的载频是120KHz.开关的占空比可以从5%变化到95%,这使得扬声器上的电压可以达到正电源和负电源电压的90%.在音频段范围内,低通滤波器的响应尽可能平坦,它对载频及其谐波频率具有很高的衰减.
为了防止低通滤波器的不稳定,负反馈环路闭合.负反馈不能取自扬声器端口,因为输出滤波器回发生相移.这种相移,在DC约0°,到120kHzs载频时差不多接近360°.因为低通滤波器是线性的,负反馈可以取自低通滤波器的输入,在低通滤波器输入端没有相位移动.
遗憾的是,在这一点有高频方波存在,在高频方波必须积分来决定它的平均电压.图2显示了音频输入和方波输出利用电阻R4和电阻R5实现相混合.合成得到的信号是积分的,它精确地模拟输出滤波器的效果.如果低通滤波器输入能够精确地倒相重现放大器的输入,那么积分器的输出将为零.如果积分器的输出高于或低于设定值,积分器将产生所需的校正作用.在高频积分器引入了90°相移,它留下了相角余量接近90°
开关控制器有三个主要功能:
首先它确保,输出占空比绝不会低于5%或者高于90%.这样作需要一个交流耦合来作为驱动.第二,根据误差电压的输入,它控制着输入的占空比.这个占空比和误差电压的输入是线性关系.第三,根据电流传感器的输入,它提供对放大器的短路保护作用.如果检测到过流情况,系统将不考虑误差电压的输入,放大器的输出端电压按需要降低到不会过流的范围.
2本论文的内容及作者的主要贡献
《电力电子技术》王兆安黄俊主编机械工业出版社，1994
《电力电子控制元件及其应用》张立黄两一主编机械工业出版社，1995
《现代电力电子器件及其应用》华伟主编清华大学出版社，2002
《电力电子技术》黄家善主编机械工业出版社，1999
第二章设计目标及总体方案的确定
1相近研究课题的特点及优缺点分析
特点：
本电路由于采用了集成四运算放大器μPC324C和高传真功率集成块TDA2030,使该电路在调试中显得比较简单，不存在令初学者感到头疼的调试问题；与此同时它还具有优良的电气性能:
①输出功率大:
在±16V的电源电压下，该电路能在4Ω负载上输出每路不少于15W的不失真功率，或在8Ω负载上输出每路不少于10W的不失真功率，其相对应的音乐功率分别为30W和20W。
②失真小：
放大器在输出上述功率时，最大非线性失真系数小于1%，而频宽却能达到14kHz以上，音域范围内的频率失真很小，具备高传真重放的基本条件。
③噪音低：
若把输入端短路，在扬声器1米外基本上听不到噪音，放送高传真节目时有一种宁静、舒适的感觉；另外由于使用性能优异的功率集成块，放大器的开机冲击声也很小。
该电路所采用的高传真功率集成块TDA2030是意大利SGS公司的产品，是目前音质较好的一种集成块,其电气性能稳定、可靠，能适应常时间连续工作，集成块内具有过载保护和热切断保护电路。
2现行研究存在的问题及解决办法
一个开关功放器产生的损失可以归结为功放管的导通损失和开关时间损失、二极管尖峰恢复损失和输出滤波器的损失。
二极管恢复损失是上述损失中主要的损失。
摩托罗拉公司改进的E系列大功率VMOS场效应晶体管将极大的降低上述损失，因为E系列大功率VMOS场效应晶体管的恢复时间大约只有以前器件恢复时间的1/4。
如果开关放大器进入比之更坏的状态，平均正向电流和平均反向电流都是0.500。
这意味着，整个周期平均而言没有净能量从电源提取。
这反映出一个事实，没有能量从短路状态提取。
为了缓解放大器输出近似短路而不产生危险电压，必须使用专门的电源电路装置。
这个电路装置必须能够容纳每路电源线上其值为峰值短路输出电流一半的反向电流。
传统基于整流器的电源电路不能在其工作周期内容忍虽然有益，但不能从根本上解决问题。
一个较好的解决方法是在电源母线和负电源母线上实行耦合。
3本课题要达到的设计目标
在使用运算放大器中的时候，我时刻铭记运放的“虚短，虚断”的两大特点。
在这个特点的基础上来进行设计正反馈的功率放大和负反馈的保持输出。
负反馈在前已经说明，在此不再赘述。
因此在这里具体介绍选频网络以及其构成的正反馈的功率放大电路网络。
首先它作为一个选频网络，可以知道它的振荡频率为：
我们的频率要求是20Hz-20kHz，则我选择了振荡频率为1kHz左右，再此，在这种电路板的焊接时不方便使用大电容，因此我就使用了1uf的电容，相应地配备了
的电阻。
这样在中频1kHz的时候可以达到振荡，成为峰值，以得到较好的频率特性曲线。
最后在输出端并联上一个电阻电容的串联，其中电阻是为了保证输出阻抗比较小，因而取值为
，然后电容是为了隔离直流噪声信号，所以不需要太大的容抗，选择了
。
还可以防止在输出端的自激振荡，以造成意外结果。
第三章整机电路的工作原理
1各部分电路工作原理的叙述
普通乙类音频放大器在嵌位时的效率是78.5%或者说是π/4。
随着输出降低，当没有电压输出时效率线性地降低到0。
在1/10峰值功率电平上,于1s内已经测得集成了的音乐和语言，只要他们是连续的话不大能改变其结构。
在这样的条件下，一个乙类放大器具有的有效效率是25%。
当乙类放大器实际上运行在发热最重的时候，输出功率还略小于最大功率的一半。
最大热损耗出现在最大输出功率的40%左右。
输出功率从10%变化到最大值的90%时，发热上升变化仅25%。
迄今为止，很少人知道开关放大器在产生直流和低频交流的时候对供电电源所起的破坏现象特性。
当正弦波刚刚进入较小的钳位现象时由开关放大器的正功率开关产生的电流。
在第一个半周，正功率开关在大部分时间把大部分的功率都提供给负载，但若干能量开始存储在输出电感器中。
在第二个半周，功率开关关断，大部分时间及大部分电流都反向流经开关。
这个反向电流从输出电感器来，经过输出功率开关Q3（见后文叙述）的源漏二极管把能量返给正电源。
这样第一个半周的正向电流倾向于降低正电源电压，而第二个半周的反向电流却要升高正电源电压。
由此可见，正功率开关在其开关接通期内的平均电流是：
sinx+sin2x/2。
输出正弦波的第一个半周平均电流是π+4/4π，这个数值是峰值电流的0.5683倍。
输出正弦波的第二个半周平均电流是π-4/4π，这个数值是峰值电流的0.0683倍。
整个周期的平均电流是0.250，正好是正弦波平均功率与峰值功率之比的一半。
经过开关的峰值平均反向电流是平均峰值正向电流的0.125倍。
这种情况将引起以普通手段设计电源的电压达到短路般的损坏电平，除非此电源使用的是一个电池。
如开关放大器进入比之更坏的状态，平均正向电流和平均反向电流都是0.500。
这意味着，在整个周期平均而言没有净能量从电源提取。
这反映出一个事实，没有能量从短路状态提取。
为了缓解放大器输出近似短路而不产生危险电压，必须使用专门的电源电路装置。
这个电路装置必须能够容纳每路电源线上其值为峰值短路输出电流一半的反向电流。
传统基于整流器的电源电路不能在其工作周期内容忍虽然有益，但不能从根本上解决问题。
一个较好的解决方法是在正电源母线和负电源母线上实行耦合。
2具体实现中采用的关键技术
本设计开关放大器互补大功率场效应管的输出级示于图5。
输出级产生±44V的方波电压，方波的占空比从5%到95%之间变化。
占空比变化的方波馈到输出滤波器，音频通过低通滤波器然后加到8Ω扬声器上。
低通滤波器容许声频上限率50KHZ通过而没有损失，但它却大大地衰减了开关频率。
因与电源线上连接着正负两个电源，要求每个大功率管门极实现全导通，缓冲放大器使用±5V电源提供这仪驱动。
R17和R18是4.7Ω的电阻，可以阻止每个门极在开关时产生的高频振荡。
12V稳压二极管CR3和CR4用作普通钳位二极管，提供静电放电电保护。
上述元器件也可以用作直流恢复，以实现交流耦合的需要。
10KΩ电阻R15和R16也轻微地提供放电路径，以保持钳位二极管中的导通脉冲。
如果驱动信号丢失，它们也可以使门极放电大约1MS。
每个门极大约有9V的偏置接通电压。
门极之间的紧耦合阻止了两个器件的同时导通。
输出级倒相驱动信号，产生的上升和下降时间大约30NS。
这个电路设计可使当频率下降到0.1HZ时，最大输出电流±5A。
低于这个频率时，最大电流可能需要降额，以防止每个输出器件产生过热。
散热器发热太大将使器件的接通电阻和源漏二极管的存储时间增加，结果是器件的损耗增大，有可能导致器件热击穿。
驱动波形的占空不必须是控制电压的线性函数。
图6画出了占空比控制的电路。
120KHZ±5V的方波通过R1和C1耦合到积分器U1B。
C1的作用是阻断直流，R1是积分器电阻。
C2是积分器电容器，它在U1B的输出端产生±2V的三角波。
R2提供少量的直流泄露以确保输出没有明显的直流分量。
R3耦合三角波到比较器的正向输入。
通过隔离比较器和积分器之间的输入电容，可以起到改善波形的作用。
三角波的直流补偿等于U1B的直流补偿，其线性度优于1%。
输入音频信号通过R4加到U2C的倒相输入端，功率放大器的输入方波通过R5也加到与输入音频信号相同的点汇合。
U2C用作积分器，C3是积分器的电容器。
因为R5是R4的20倍，如果U2C的输入接地的话，就得到20倍的倒相电压增益。
U2C的输入作用误差电压，并通过R6和R7加到U1D的倒相输入。
电容器C4可以消除误差信号短的尖峰。
电流限制电路是通过R6和R7的连接点接通的。
当从功率放大器吸取的电流声超过的连接点接通的。
当从功率放大器吸取的电流上升超过安全范围时，电路不会考虑误差电压，过流就被阻止了。
±2V三角波电压加到U1D的正相输入。
一般来说，误差电压在次相同范围内变化。
如果是这样的话，U1D的输入在120KHZ方波上的占空比就可以从0%到100%之间变化。
如果功率放大器的波形被削顶，误差电压将超过正常的区域。
在这种情况下输出的驱动波形将锁定在+5V或者-5V之间。
如果不能校正的话，驱动信号的交流耦合将引起末级放大器驱动损失，导致末级放大器产生严重的失真。
第四章各部分电路的具体设计
1各部分电路电子元器件的选择与计算
我们假定，两个器件通过的开关电流都是5A。
此时N沟道器件的损耗是4.5W，而P沟道器件的损耗是7.5W。
在正向电流为5A时，N沟道器件源漏电压是0.9V，而P沟道器件源漏电压是1.5V。
如果此电流反向，管压降很高足以激活管内的漏源二极管。
N沟道器件的反向电流在3A和P沟道器件反向电流在2A时就会出现这种情况。
当相应的器件导通时，漏源二极管中的电荷储存将引起反向电流尖峰。
这些电流尖峰主要引起开关器件发热。
实际上的阻性损失略比基于漏阻计算的小些，因为反向电流时，漏源二极管出现了电压钳位效应。
当反向电流流经漏源二极管时，电荷以少子形式存储在PN结内。
当相应的功率开关接通时，这个二极管犹如瞬时短路，直到这些少子被再复合为止。
对N沟道器件而言，这种短路存在时间约0.1us。
P沟道器件的短路时间要略短些。
为清除掉通过5A电流存储在器件内的载流子，相应的开关器件导通的电流大约是12A。
此时跨在开关器件上88V电压引起峰值损耗是1056W。
在120kHz开关频率上，N沟道器件的平均损耗功率是10W，P沟道器件的平均损耗功率是12W。
器件内二极管恢复引起的损失使其他各种损失相形见抽。
当开关器件发热重时，其内部二极管的存储时间要增加。
这是一个严重的问题，可以导致功率器件热击穿，这随温度增加而增加的损失，可引起器件的导通电阻增加。
请记住，相应器件内二极管速度慢些发热重些。
因此P沟道器件指责N沟道器件内二极管速度慢。
大电流窄脉冲可在器件内二极管速度较慢，尽管器件接通电阻较小却引起了较高的功率损失。
在功放中，当我们加上所有损失的时候，N沟道管的损失是14.8W，P沟道管的损失是19.8W。
正常条件下50%占空比时每个器件给出的损失是7.5W（N）和10W（P）。
为避免发热，短路时间必须限制在5分钟内。
在标准72W正弦波输出时，N沟道管损耗2W，P沟道管损耗3W。
所用散热器必须限制开关器件的温升不超过80℃，以阻止器件内增加的二极管恢复损失引起的热击穿。
开关损失的三大来源是：
器件的漏阻、漏电容和二极管的恢复时间。
漏阻损失仅随电流的平方和开关频率之积而变化。
二极管恢复损失随电源电压、开关频率和二极管恢复时间之积而变化。
器件的上升时间对二极管恢复损失影响很小。
降低诸类损失的最好方法是采用具有改进源漏二极管性能的摩托罗拉E系列大功率场效应管。
还有一种降低损失的方法就是采用较低的开关频率。
采用接通电阻较小的器件对总损失的影响很小。
这里说说为了降低输出器件的各种损失而采用尽可能低的开关频率的问题。
从另一方面说，低的开关频率可能引入信号的一次谐波失真和输出滤波器的设计复杂化。
表1A和表1B显示，在输出滤波器之前开关放大器由付立叶分析导出的输出频谱。
频谱显示了一个20kHz的正弦波在载频80kHz和载频100kHz时的输出变化电平。
请注意，100kHz载频时不产生偶次谐波。
而80kHz载频时产生显著的偶次谐波分量。
如果我们采用80kHz或采用100kHz的载频，为了降低残留载频到可望的电平就必须采用6阶巴特沃茨低通滤波器。
6阶巴特沃茨低通滤波器具有远比4阶巴特沃茨低通滤波器更陡的截止特性。
其传递函数为：
Eout=
式中假定截止频率是20kHz。
请注意，载频随输出电平的增加而降低。
100%、50%、25%时输出时载频分别是0.600、1.084、1.224。
80kHz时载频衰减为72dB，100kHz时载频衰减为84dB。
本文所述开关放大器载频为120kHz，因采用了4阶巴特沃低通滤波器，对载频的衰减为62dB。
如用80kHz的载频设计，满输出时在40kHz处将出现较低的边带，其具有18.6%的基波幅值。
在半输出时此边带降低到9.6%，在1/4输出时边带进一步降低到4.8%。
这个边带是以基波的二次谐波失真出现的。
在低通滤波器之后，二次谐波电平在满、半、1/4输出电平上分别为0.3%、0.15%和0.075%。
满输出时基频是正常值的98%。
当载频是100KHz并以20kHz调制时没有二次谐波失真出现。
随着开关频率降低，图6误差电压积分器必须作得更动作迟缓以保持误差电压的交流分量处于占空比比较器的公共型范围内。
这样就大大降低了高频反馈，增加了5kHz附近失真。
而且开关功放器的瞬态响应也变慢。
为滤除误差电压，更奇特的办法也可使用，但将引入更多的相移，使得反馈环变得不稳定。
表1A开关放大器的频谱（载频为80kHz，20kHz正弦波调制）
谐波数
额定功率百分比
100%
50%
25%
基频
0.981
0.498
0.250
2
0.186
0.048
0.012
3
0.052
0.007
0.001
4
0.600
1.084
1.224
5
0.118
0.018
0.002
6
0.362
0.130
0.035
7
0.309
0.39
0.235
8
0.192
0.017
0
9
0.065
0.328
0.226
10
0.217
0.176
0.056
表1B开关放大器的频谱（载谱是为100kHz，以20kHz正弦波调制）
谐波数
额定功率百分比
100%
50%
25%
基频
0.988
0.498
0.25
2
0
0
0
3
0.183
0.053
0.014
4
0
0
00
5
0.600
1.084
1.224
6
0
0
0
7
0.506
0.147
0.036
8
0
0
0
9
0.366
0.391
0.235
10
0
0
0
2各部分电路的参数计算
在低音域，增益可以得到提升，最大增益为
。
同样当Rp2的滑动端调到最右端时，电容C2被短路。
由于电容C1对输入音频信号的低音信号具有较小的电压放大倍数，所以该电路可实现低音衰减。
该电路的电压放大倍数表达式为：
，其转折频率为：
，
。
可见当频率
时，
；当频率
时，
。
从定性的角度来说，就是在中、高音域，增益仅取决于R2与R1的比值，即等于1；在低音域，增益可以得到衰减，最小增益为
。
低音衰减等效电路的幅频响应特性的波特图。
在电路给定的参数下，
，
。
如果音调放大器的输入信号是采用的内阻极小的电压源，那么通过Rc支路的反馈电流将被低内阻的信号源所旁路，Rc的反馈作用将忽略不计（Rc可看成开路）。
当高音调节电位器滑动到最左端时，高音提升的等效电路此时，该电路的电压放大倍数表达式为：
，其转折频率为：
，
。
当频率
时，
；当频率
时，
。
从定性的角度上看，对于中、低音区域信号，放大器的增益等于1；对于高音区域的信号，放大器的增益可以提升，最大增益为
。
高音提升电路的幅频响应曲线的波特图
，
。
当频率
时，
；当频率
时，
。
可见该电路对于高音频信号起到衰减作用。
该电路的幅频响应曲线的波特图。
在电路给定的参数下，
，
。
第五章整机电路的电子元器件明细表
1分类列出电子元器件清单
序号
元器件编号
品名
型号
性能参数
备注
1
C1、C7、C8
电容器
0.1UF63V
所有电容1000W，陶瓷；电容以UF为单位
2
C2、C3、C12、C13
电容器
470PF
3
C4、C11
电容器
47PF
4
C5、C6、C9B
电容器
0.47UF,63V
5
C9A
电容器
1UF,63V
6
C10A
电容器
0.22UF,63V
7
C10B
电容器
0.15UF,63V
8
CR1、CR2
二极管
1N4148
9
CR3、CR4
二极管
1N5242B
10
L1
电感器
98UH（31匝）
T1的L1、L2用EC35/35C缺氧体环，#16Litz线
11
L2
电感器
68UH（26匝）
12
R1、R15、R16、R25、R26、R30、R31、R32、R33
电阻器
10KΩ
所有电阻均为1/4W；误差5%以Ω为单位
13
R2
电阻器
1MΩ
14
R3
电阻器
460Ω
15
R4
升级会员 