高效音频功率放大器模电课程设计.docx

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高效音频功率放大器模电课程设计

高效音频功率放大器-模电课程设计

高效音频功率放大器

一、设计任务与要求

1、设计任务

设计并制作一个高效率音频功率放大器。

功率放大器的电源电压为+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。

2、设计要求

（1）3dB通频带为300～3400Hz，输出正弦信号无明显失真。

（2）最大不失真输出功率≥1W。

（3）输入阻抗>10kΩ，电压放大倍数1～20连续可调。

（4）低频噪声电压（20kHz以下）≤10mV，在电压放大倍数为10、输入端对地交流短路时测量。

（5）在输出功率500mW时测量的功率放大器效率（输出功率/放大器总功耗）≥50％。

3、设计说明

（1）采用开关方式实现低频功率放大（即D类放大）是提高效率的主要途径之一，D类放大原理框图如下图所示。

本设计中如果采用D类放大方式，不允许使用D类功率放大集成电路。

图1D类放大原理框图

（2）效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电压（+5v），制作时要注意便于效率测试。

、

（3）在整个测试过程中，要求输出波形无明显失真。

二、方案论证与比较

根据设计任务的要求，对本系统的电路的设计方案分别进行论证与比较。

1、高效率功率放大器

⑴高效率功放类型的选择

方案一：

采用A类、B类、AB类功率放大器。

这三类功放的效率均达不到题目的要求。

方案二：

采用D类功率放大器。

D类功率放大器是用音频信号的幅度去线性调制高频脉冲的宽度，功率输出管工作在高频开关状态，通过LC低通滤波器后输出音频信号。

由于输出管工作在开关状态，故具有极高的效率。

理论上为100％，实际电路也可达到80％～95％，所以我们决定采用D类功率放大器。

图2脉宽调制器电路

①脉宽调制器（PWM）

方案一：

可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现。

方案二：

采用图2所示方式来实现。

三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。

若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。

②高速开关电路

a.输出方式

方案一：

选用推挽单端输出方式（电路如图3所示）。

电路输出载波峰-峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。

图3高速开关电路

方案二：

选用H桥型输出方式（电路如图4所示）。

此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选用此输出电路形式。

图4高速开关电路

b.开关管的选择。

为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。

方案一：

选用晶体三极管、IGBT管。

晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。

方案二：

选用VMMOSFET管。

VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。

③滤波器的选择

方案一：

采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。

缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。

方案二：

采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。

三、主要电路工作原理分析与计算

1、D类放大器的工作原理

一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如图5所示。

图6为工作波形示意，其中（a）为

输入信号；（b）为锯齿波与输入信号进行比较的波形；（c）为调制器输出的脉冲（调宽脉冲）；（d）为功率放大器放大后的调宽脉冲；（e）为低通滤波后的放大信号。

图5D类放大器的工作原理

图6D类放大器的工作波形示意图

2、D类功放各部分电路分析与计算

（1）脉宽调制器

①三角波产生电路。

该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现（电路如图7所示）。

TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。

载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150kHz的载波，使用四阶BultterworthLC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150kHz。

电路参数的计算：

在5V单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用R8调整为2.5V，同时设定输出的对称三角波幅度为1V（Vp-p＝2V）。

若选定R10为100kΩ，并忽略比较器高电平时R11上的压降，则R9的求解过程如下：

取R9为39kΩ。

图7三角波产生电路

选定工作频率为f=150kHz，并设定R7+R6=20kΩ，则电容C3的计算过程如下:

对电容的恒流充电或放电电流为

则电容两端最大电压值为

其中T1为半周期，T1=T/2=1/2。

Vfc4的最大值为2V，则

取C4=220pF，R7=10kΩ，R6采用20kΩ可调电位器。

使振荡频率在150kHz左右有较大的调整范围。

图8比较器电路

②比较器。

选用LM311精密、高速比较器，电路如图8所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10kΩ。

由于三角波Vp-p=2V，所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V，否则会使功放产生失真。

⑵前置放大器电路

如图9所示。

设置前置放大器，可使整个功放的增益从1～20连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。

当功放输出的最大不失真功率为1W时，其8Ω上的电压Vp-p=8V，此时送给比较器音频信号的Vp-p值应为2V，则功放的最大增益约为4（实际上，功放的最大不失真功率要略大于1W，其电压增益要略大于4）。

因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大于5。

前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。

选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻Ri≥10kΩ的要求。

同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V+=Vcc/2=2.5V，要求输入电阻Ri大于10kΩ，故取R1=R2=51kΩ，则Ri=51/2=25.5kΩ，反馈电阻采用电位器R4，取R4=20kΩ，反相端电阻R3取2.4kΩ，则前

置放大器的最大增益Av为

图9前置放大器电路

调整R4使其

考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值Vom<2.5V，取V

的音频最大幅度Vim<（Vom/Av）=2/8=250mV。

超过此幅度则输出会产生削波失真。

⑶驱动电路

如图10所示。

器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱4.2201134+=+=RRAv增益约为8，则整个功放的电压增益从0～32可调。

om=2.0V，则要求输入将PWM信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用CD40106施密特触发动的输出管，保证了快速驱动。

驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。

⑷H桥互补对称输出电路对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电小。

因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。

实际电路如图11所示。

互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶Butterworth滤波器滤波后推动喇叭工作。

图10驱动电路

图11H桥互补对称输出及低通滤波电路

⑸低通滤波器

本电路采用4阶Butterworth低通滤波器（如图11）。

对滤波器的要求是上限频率≥20kHz，在

通频带内特性基本平坦。

采用了电子工作台（EWB）软件进行仿真，从而得到了一组较佳的参数：

L1=22μH，L2＝47μH，C1=l.68μH，C2=1μH。

19.95kHz处下降2.464dB，可保证20kHz的上限频率，且通带内曲线基本平坦；100kHz、150kHz处分别下降48dB、62dB，完全达到要求。

四、系统测试及数据分析

1、测试使用的仪器

2、测试数据

（1）最大不失真输出功率测试数据如下表所示：

⑵通频带的测量测试数据如下表所示

由表看出通频带BW0.7≈fH≈20kHz，满足发挥部分的指标要求。

⑶效率的测量测试数据如下表所示：

⑷测量输出功率200mW时的最低电源电压测量结果：

Vcc=4.12V。

3、测量结果分析

①功放的效率和最大不失真输出功率与理论值还有一定差别，其原因有以下几个方面：

a．功放部分电路存在的静态损耗，包括PWM调制器、音频前置放大电路、输出驱动电路及

桥输出电路。

这些电路在静态时均具有一定的功率损耗，实测结果其5V电源的静态总电流约为30mA，即静态功耗P损耗=5×=1mW。

那么这部分的损耗对总的效率影响很大，特别对小功率输出时影响更大，这是影响效率提高的一个很重要的方面。

b．功放输出电路的损耗，这部分的损耗对效率和最大不失真输出功率均有影响。

此外，H桥的互补激励脉冲达不到理想同步，也会产生功率损耗。

五、进一步改进的措施

1、尽量设法减小静态功耗

①尽量减小运放和比较器的静态功耗。

实测两个比较器（LM311）的静态电流约为15mA，这部分损耗就占了静态损耗的一半功率。

这是由于在选择器件时几个方面不能完全兼顾所致。

若选择同时满足几方面要求的器件，这部分的功耗是完全可以大幅度降低的。

②我们选用的VMOSFET管的导通电阻还不是很小，若能换成导通电阻更小的VM0SFET管，则整个功放的效率和最大不失真输出功率还可进一步提高。

③低通滤波器电感的直流内阻需进一步减小。

六、结束语对于本系统设计，有些指标还有待于进一步提高。

例如，在功放效率、最

功率等方面还有较大的潜力可挖，这些都有待于我们

择来进一步完善。

大不失真输出通过对电路的改进和对元器件的最佳选