高压大功率变频器主电路拓扑和控制策略.docx

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高压大功率变频器主电路拓扑和控制策略

高压大功率变频器主电路拓扑和控制策略

摘要：

本文对高压大功率变频器的拓扑结构和控制策略进行了分析和介绍，并给出了一些仿真和实验波形。

英文摘要：

The topology and control strategy are introduced and analyzed in this paper, some simulation and experiment waveform are given, too.

关键词：

高压大功率变频器   拓扑   控制策略

1 引言

 高压大功率变频器是近年来电力电子行业的研究热点，经过20多年的发展，其理论研究和拓扑结构出现了多个分支，下面将对高压大功率变频器的拓扑和控制策略进行综述。

2 高压大功率变频器主电路拓扑

 近年来，各种高压变频器不断出现，可是到目前为止，高压变频器还没有像低压变频器那样近乎统一的拓扑结构。

根据高压组成方式，可分为直接高压型和高-低-高型;根据有无中间直流环节，可以分为交-交变频器和交-直-交变频器。

在交-直-交变频器中，根据中间直流滤波环节的不同，又可分为电压源型（也称电压型）和电流源型（也称电流型）。

高-低-高型变频器采用变压器实行输入降压、输出升压的方式，其实质上还是低压变频器，只不过从电网和电动机两端来看是高压的，这是受到功率器件电压等级技术条件的限制而采取的变通办法，需要输入、输出变压器，存在中间低压环节电流大、效率低下、可靠性下降、占地面积大等;缺点:

只用于一些小容量高压电动机的简单调速。

常规的交-交变频器由于受到输出最高频率的限制，只用在一些低速、大容量的特殊场合。

顺便指出，国内习惯称作的高压变频器，实际上电压一般为2.3~10kV，国内主要为3.6kV和10kV，和电网电压相比，只能算作中压，故国外常称为中压变频器[1][2]。

2.1高-低-高结构

 该种结构将输入高压经降压变压器变成380V的低电压，然后用普通变频器进行变频，再由升压变压器将电压变回高压。

很明显，该种中高压变频装置的优点是可利用现有的低压变频技术来实现高压变频，易于实现，价格低;其缺点是使用了降压和升压2台变压器，系统体积大、成本高、效率低、低频时能量传输困难等。

其拓扑结构如图1所示。

图1    高－低－高变频器结构

2.2多重化技术

 采用多重化技术也是用小功率器件实现大功率变换的一种方法。

所谓多重化技术就是每相由几个低压PWM功率单元在其输出端通过某种方式（如变压器）串联或并联组成。

各功率单元由一个多绕组的隔离变压器供电，由低压PWM变频单元串联叠加达到高压输出或并联达到大容量输出的目的。

其中每一个功率单元都是分别进行整流、滤波、逆变的。

目前功率单元都采用二电平方案，开关器件电压等级只要考虑功率单元内的中间直流电路电压值。

多重化技术可以大大降低谐波含量，提高功率因数。

在电压型变频器组成的多重化系统中，为防止由于不同变压器副边绕组电压差而形成环流，通常在副边采取串联方式联接。

相应地，在电流型变频器组成的多重化系统中，副边绕组一般采用并联连接。

但是多重化技术需要引入结构复杂的大容量隔离变压器;所需主管数量较多，增加了设备投入，造价昂贵，还需要占用一定安装空间;多重化技术对控制精度要求也较高。

2.3多管直接串联的两电平变换电路

 将器件串、并联使用，是满足系统容量要求的一个简单直观的办法。

串、并联在一起的各个器件，被当作单个器件使用，其控制也是完全相同的。

这种结构的优点是可利用较为成熟的低压变频器的电路拓扑、控制策略和控制方法;其难点是串联开关管需要动态均压和静态均压，因此对驱动、控制电路的要求也大大提高，还需要解决dv/dt，抗共模电压技术、正弦波滤波技术等问题。

国内成都佳灵电气制造有限公司生产的高压变频器采用这种拓扑结构并申请了专利，解决了IGBT直接串联的世界难题，代表了高压变频器的一个发展方向[3]。

其拓扑结构如图2所示，它完全舍弃了输入输出变压器，使得IGBT直接串联高压变频器成为目前世界上体积与占地面积最小的产品。

图2     IGBT直接串联高压变频器

2.4二极管钳位型三电平变换电路

 为了解决器件直接串联时所需要的均压问题，逐渐发展出以器件串、井联为基础，各器件分别控制的变流器结构。

在这方面，日本学者A.Nabae于80年代初提出的中点箝位型PWM逆变电路结构具有开创性的意义[4]。

二极管箝位型变流器的结构如图3所示，该变流器的输出相电压为三电平。

如果去掉两个箝位二极管，这种变流器就是用两个功率器件串联使用代替单个功率器件的半桥逆变电路。

由于两个箝位二极管的存在，各个器件能够分别进行控制，因而避免了器件直接串联引起的动态均压问题。

与普通的二电平变流器相比，由于输出电压的电平数有所增加，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压降为一半直流母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出dv/dt也相应下降，因此中点箝位型变流器显然比普通二电平变流器更具优势。

图4   飞跨电容箝位型5电平变换电路

 增加分压电容、箝位二极管、功率开关管可以得到多电平变换电路。

若要得到M电平，则需要（M-1）个直流分压电容，每一桥臂需要2（M-1）主开关器件和（M-1）（M-2）个钳位二极管。

在需要四象限可逆运行的场合，可将两组相同的多电平变频器按照“背靠背”的方式进行连接。

2.5飞跨电容箝位型三电平变换电路

 图4所示为飞跨电容5电平变频器的拓扑结构图[5]。

通过图3和图4的比较不难看出，飞跨电容箝位型5电平主电路只是用飞跨电容取代箝位二极管，因此其工作原理与二极管箝位电路相似。

这种拓扑结构虽省去了大量的二极管，但又引入了不少电容。

对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。

不过在电压合成方面，由于电容的引进，开关状态的选择更加灵活，使电压合成的选择增多，通过在同一电平上不同开关状态的组合，可使电容电压保持均衡。

由此可知:

电容箝位型多电平变流器的电平合成自由度和灵活性高于二极管箝位型多电平变流器。

其优点是开关方式灵活、对功率器件保护能力较强，既能控制有功功率，又能控制无功功率，适合高压直流输电系统等，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。

2.6电容自举多电平变换电路[6]

 这种以电容箝位的半桥结构为基本单元组成的电容自举多电平变换电路如图5所示，它是由基本单元按金字塔结构形成的。

在图5中，开关器件V1，V2，V3，V4，V1′，V2′，V3′，V4′和二极管D1，D2，D3，D4，D1′，D2′，D3′，D4′用来在输出端输出所需电平，其它开关器件、二极管和电容用于电平箝位以实现单元的自动均压。

图5   电容电压自平衡式5电平单相变换电路

2.7多个独立直流电压源的级联型拓扑结构

 图6为级联型多电平变频器主电路[7]。

这是一种较为新颖的多电平拓扑结构。

它是采用若干个低压PWM变流单元直接级联的方式实现高压输出，由这种拓扑结构组成的电压源型变频器由美国罗宾康公司发明并申请专利，取名为完美无谐波变频器，我国北京利德华福等公司生产的高压变频器也是采用这种结构。

图6    级联型多电平变频器主电路

 该拓扑结构具有对电网谐波污染小、输入功率因数高、不必采用输入谐波滤波器和功率因数补偿装置;输出波形好，不存在由谐波引起的电动机附加发热和转矩脉动、噪声、输出dv/dt、共模电压等问题，可以使用普通的异步电动机。

从图6中可以看出，这种多电平拓扑结构有一个特点:

即电路的每个基本单元都需要用一个独立的直流电源来实现箝位功能，虽然使用单独的直流电源可以使电路的各个单元彼此隔离，从而解决单元级联时的动态均压和电压箝位问题，但是随着输出电平数的增加，所需要的直流电源数也将增加，系统结构将变得复杂。

 设级联型H桥多电平变频器的每相串联的单元数为N,则输出相电压波形所含电平数为

M=2N+1 

（1）

 设每个H桥开关函数为

，开关状态是

，则

（2）

 式中:

S1—表示开关管

导通，开

  关管

关断;

   S2，S3—表示开关管

导通

 或者开关管

导通;

   S4—表示开关管

导通，开

 关管

关断。

 则单相输出电压为:

（3）

 式中Vdc—表示单个H桥单元直流母线电压。

 图7为级联数N=3的级联型多电平变频器相电压VUn输出波形。

从图7中可以看出，输出电平数为7个。

、

图7     级联型相电压7电平输出电压波形

2.8混合级联型多电平变换电路[8]

 通常级联型多电平变频器采用的是电压等级相同的独立直流电源，随着输出电平数的增加，往往需要增加很多的独立直流电源数量。

为了简化电路拓扑，一种混合级联型多电平变频器近年来逐渐受到重视，它是传统级联型多电平变频器拓扑结构的推广。

这种拓扑结构结合IGBT开关频率高和GTO或IGCT等功率开关器件耐压值高的优点，在相同的独立直流电压源的情况下，可以输出更多的电平数。

混合级联型单相主电路拓扑结构如图8所示。

从图8中可以看出，主电路拓扑结构中功率开关元件就不全是IGBT，而是在电压高的H桥单元里（此时

），功率开关元件采用IGCT，在电压低的H桥单元中，采用IGBT，即形成不对称级联型多电平拓扑，并且这种拓扑结构将波形合成策略与PWM策略相结合。

在耐压值比较高，开关频率比较低的IGCT功率单元，以输出电压的基波频率为切换频率，而在耐压值比较低，但开关频率比较高的IGBT功率单元，采用PWM调制，这样控制时既可满足功率要求，又可减小谐波。

级联数N=2的不对称级联型多电平变频器输出波形如图9所示。

图8     不对称级联型单相电路拓扑

图9    不对称级联型各单元输出波形

 从图9中可以看出，由IGCT构成的H桥单元为方波调制，开关频率为基波频率，但它提供主要的输出功率，而由IGBT构成的H桥单元为PWM调制，它提供剩余的输出功率，并优化输出波形，减少谐波含量。

从图9中还可以看出，不对称级联型多电平变频器在级联数N=2的情况下，就可以输出7个电平，而传统级联型多电平变频器输出7个电平需要级联数N=3的H桥单元合成。

 混合级联型多电平变频器还有另外一种拓扑结构，它是不同类型的拓扑级联，即由H桥基本单元同二极管箝位型H桥单元构成，其级联数N=2的单相电路如图10所示。

其控制策略同上，也是在耐压值高，切换频率比较低的H桥单元实现方波控制，而二极管箝位型H桥单元实行PWM控制，可以有效减少谐波含量。

其各单元输出波形如图11所示。

从图11中可以看出，这种拓扑结构在级联数N=2的情况下就可以输出9电平，更加接近正弦波。

图10    混合级联型单相电路拓扑

图11     混合级联型各单元输出波形

 从上面两种拓扑结构可以对混合拓扑这样定义:

它可以包括不同类型的拓扑之间级联、同类型但不同电压等级的模块之间进行级联、或者同一拓扑单元中存在承受不同电压应力的器件的拓扑。

这种拓扑结构在级联数相同的情况下，可以输出更大的功率，而且电平数也可以增加，更加接近正弦波，谐波含量更少。

但混合级联型多电平变频器在这种控制策略情况下会出现高压单元输出过多基波电压，从而低压单元会出现电流倒灌现象。

在有功应用中，如果低压单元的母线直流电源采用的是不控整流，则为了抵消高压单元输出的过多基波电压，低压单元需要输出负的基波电压，那么就会有负载电流倒流入低压单元的直流母线电容，而使电容电压出现不平衡。

严重时可能会损坏母线电容和低压单元的开关器件，影响逆变器的正常工作。

当然采用可控整流桥可以解决上述问题，但势必会使多电平变频器的结构变得更加庞大，控制也变得更复杂。

另外一种方法就是改变相应的控制策略来避免这个问题，可以参考相关文献[9]。

3 高压大功率变频器控制策略

 高压大功率变频器控制技术是高压大功率变频器研究中一个相当关键的技术，它是与高压大功率变频器拓扑结构共生的。

因为它不仅决定高压大功率变频器的实现与否，而且，对高压大功率变频器的电压输出波形质量，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。

高压大功率变频器功能的实现，不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础，还要有相应的控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高效率的运行。

在过去的近20年里，大量的高压大功率变频器控制方法被提出，它们基本上都发源于业己成熟的两电平PWM技术，归纳起来可以分为以下几大类:

阶梯波调制、选择谐波消去法（SHEPWM）、开关频率优化法（SFOPWM）、空间矢量调制（SVPWM）、载波相移PWM调制。

一般说来，衡量一种开关调制策略的优劣从以下几个方面进行分析:

变流器输出的谐波特性、器件的开关频率、动态输出特性及传输带宽等。

下面将从这几个方面来分析上面提到的几种开关调制策略。

3.1阶梯波调制

 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，这是一种比较直观的方法。

在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现谐波的消去和抑制。

这种阶梯波调制法开关频率低，转换效率高，适用于采用GTO开关频率低的逆变电路，并且硬件实现方便。

缺点在于开关频率低，输出电压谐波含量大，并且输出电压的调节依靠直流母线电压或移相角，所以当调制系数较低的情况下，输出谐波份量会有所增加。

另外这种方法用于调速系统时，因为输出频率不断变化，需要实时计算各H桥单元的导通时间，计算量非常大。

3.2选择谐波消去法[10]

 这种方法是将应用于普通二电平变频器的低次谐波消去法引入多电平，其基本思想是通过傅立叶级数分析，得出在特定开关角下的傅立叶级数展开式，然后令某些特定的低次谐波为零，从而得到一组非线性独立方程，按求解的开关角进行控制，则必定不含这些特定的谐波，即把所需要的性能指标构造成目标函数，以开关角为参考变量，寻求最优的开关角，以消除选定的谐波。

通常，这种方法着眼于消除低次谐波，因为高次谐波的幅值较小，同时谐波频率增高，滤波相对容易一些。

 特定谐波消去法的困难在于必须采用牛顿叠代法求解一组非线性方程组，而且选取合适的初值是收敛的必要条件，这就决定了运算要多花费较多的时间，不利于在线计算，因而多采用离线计算。

采用查表法取得开关切换时刻，这就需要较大的数据表格。

随着以DSP为代表的高速计算技术的发展和一些优化算法的出现，在线求解非线性方程组已不是难事，因而在线SHEPWM技术已成为可能;另一方面，廉价大容量存储芯片的出现，也为用基于查表法的离线特定谐波消去法SHEPWM来实现高性能变频器提供了更好的基础。

所以，多电平变频器SHEPWM方法受到了越来越多的关注和研究。

3.3多载波谐波消去法

 多载波谐波消去法原理如图12所示，即对于一个M电平的变频器，每相采用（M-1）个具有相同频率fc和相同峰峰值Ac的三角载波与一个频率f，幅值为A的正弦波相比较，为了使（M-1）个三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集连续分布于零参考的正负两侧。

在正弦波与三角波相交的时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值则关断该器件[11]。

图12    多载波谐波消去法原理示意图

3.4开关频率优化法（SFOPWM）

  开关频率优化法是另一种三角载波组PWM方法，它与多载波谐波消去法思想有类似之处，只不过前者在调制波中加入了零序电压（如三次谐波等），使之成为鞍形波,其示意图如图13所示。

开关频率优化法的零序分量是三相正弦波瞬态电压参考值（VU*，VV*，VW*）的最大值和最小值的平均值，各参考电压值减去这一平均值作为修正后的各相参考值，其表达式如下[12]:

（4）

（5）

图13开关频率优化法原理示意图

 通常电机为三相星形连接，虽然正弦调制波中叠加了3次谐波，在经过调制后，变换电路输出的相电压中包含有3次谐波，但在合成线电压时，各相电压中的3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。

由于加入了3次谐波，基波正峰值附近恰好为3次谐波的负峰值，两者可相互抵消一部分，这样调制信号可包含更大的基波分量，而使合成后的信号基波分量最大值不超过载波信号最大值。

这样，调制度范围增加了，直流侧电压利用率也就增加了。

该方法的调制度范围较宽，直流侧电压利用率高了约15%，但其仅适用于三相无中线系统。

3.5电压空间矢量调制（SVPWM）[13]

  两电平SVPWM的原理是大家所熟知的，而多电平SVPWM方法只不过是根据相同的原理推广所得到的而已。

常规的二电平SVPWM技术是根据不同的开关组合方式，生成八个电压空间矢量，其中六个非零矢量，两个为零矢量;在空间旋转坐标系下，对于任意时刻的矢量由相邻的两个非零矢量合成，通过在一个调制周期内对两个非零矢量和零矢量的作用时问进行优化安排，得到PWM输出波形。

对于多电平SVPWM技术，其基本原理与二电平SVPWM技术相似，只是开关组合的方式随着电平数的增加而有所增加;其规律是对于M电平变频器，其电压空间矢量的数目为M3个，当然这些电平中有些在空间上是重合的，比如对于三电平变频器，其空间矢量分布及开关逻辑如图14所示。

图14     三相三电平开关逻辑及空间矢量图

 从图3的二极管箝位式三电平变频器拓扑结构可知，每个桥臂共有四个功率器件V1，V1′，V2，V2′，由于这4个功率器件的宏观逻辑互反，确立了它们之间的互锁关系，即真正对逆变器输出起决定作用的独立逻辑只有V1，V1′。

换言之，控制系统只需要发出V1，V1′的PWM驱动信号就可以通过硬件互补电路得到另外两个功率器件V2，V2′驱动信号（如TMS320F2407DSP），其开关逻辑如图14（a）所示。

 图14（b）中电压空间矢量的数目为27个，有24种非零矢量（6种空间位置重合），即有独立的电压空间矢量为19个，一个零矢量（三种零矢量重合）。

根据模长的不同，可将27种空间矢量分为长矢量、中矢量、短矢量和零矢量四种。

24种非零矢量将空间分成12个300的区域。

同样的，在空间旋转坐标下，对于任意时刻的矢量由相邻的三个非零矢量合成，在一个开关调制周期内对三个非零矢量与零矢量的作用时间进行优化安排，得到PWM输出波形。

矢量合成过程中，其逼近原则具有下列特点:

（1）从某一短矢量出发并在第四段返回其对偶短矢量（每个短矢量均以成对方式出现，故称为对偶短矢量），然后按相反的规律再回到起始短矢量;

（2）矢量变化过程中保证最优矢量组中每个矢量至少采用1次;

 （3）每次矢量变化时仅有1位（一相）发生变化，它表明三相逆变器的3个桥臂在每个时间段仅有1个桥臂发生逻辑输出变化，从而使逆变器按最低的载波频率工作;

 （4）状态变化服从最小变化原理，即从

或者

，不会出现

之间的突变，它保证了逆变器线电压输出dv/dt最小。

 事实上，该原则还有一个最大特点是它已经把变频器的开关时序与微控制器（如TMS320F2407DSP）的数字PWM功能结合起来，有利于数字化的实现。

 空间矢量脉宽调制具有:

 在大范围的调制比内具有很好的性能;

 无须大量的存储空间来存放角度值;

 结构简单，控制方便;

 直流母线电压利用率高;

 不仅可以降低输出谐波含量，更具有灵活，实时性好等优点。

 由于多电平SVPWM输出电平数与电压空间矢量的数目之间呈现出立方关系，当输出电平数增加时，其矢量将很多，致使算法复杂，计算量很大，所以多电平SVPWM技术在电平数较高时受到很大限制，目前多电平SVPWM技术的研究一般只限于五电平以下。

3.6载波相移SPWM技术

 载波相移SPWM技术是SPWM技术在多重化逆变器和多电平逆变器上的扩展应用，基本原理是每个功率单元的PWM信号都是由一个三角载波和一个正弦波比较产生，所有功率单元的正弦调制波信号都相同，但每个功率单元的三角载波信号与它相邻的三角载波信号之间有一定角度的相移，这一相移使得各功率单元所产生的PWM脉冲在相位上错开，使得每个功率单元输出都是基波相同的脉冲错开的SPWM波，从而使各功率单元最终叠加输出的PWM波形的等效开关频率提高到原来的2N倍（N是功率单元级联组数），因此在不提高开关频率的条件下，可以大大减小输出谐波，并且载波水平移相PWM法的每个功率单元的输出功率是相同的，因此不需要专门控制各功率单元的输出功率[14]。

其原理示意图及仿真输出波形（级联数N=2）如图15所示。

图15    级联型多电平变频器载波相移原理图

 由此可知载波相移SPWM技术的基本思想是:

N个变流器单元均采用低开关频率的SPWM，并具有相同的频率调制比kc，幅度调制比m和共同的正弦调制信号，而各变流器单元的三角载波的相位角依次差一个角度θ,利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加结构产生载波相移SPWM波形。

 综上所述，载波水平移相PWM法可以充分利用单元串联（多重化）的特点，提高等效开关频率，改善输出波形，同时完全可以保证各功率单元共同均匀分担负载功率。

因此，载波水平移相PWM法与级联型多电平变流器的有机组合是较为理想的，也是目前单元级联多电平高压变频器中应用较普遍的PWM方法[15]。

 这种方法的优点是控制策略不受输出电平的影响,可拓展到电平数更多的变频器中，但其不足是直流侧电压利用率不高。

 图16为级联型数N=2,载波频率为1kHz的输出电压波形,其输出频率分别为10Hz和40Hz,由图中可以看出,在输出频率小于一定值时,其输出电平数将发生变化,而不在满足式

（1）的关系,但其输出等效频率没有发生变化,依然是4kHz。

4 结束语

 本文对高压大功率变频器的常见拓扑结构和控制策略作了分析综述。

高压大功率变频器控制技术与高压大功率变频器拓扑结构是共生的，因为高压大功率变频器功能的实现，

图16级联数的多电平变频器输出电压波形

不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础，还要有相应的控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高效率的运行。

近年来，高压大功率变频技术成为电力电子行业的研究热点，新的拓扑结构和控制策略被不断提出。

随着电力电子技术、计算机技术和自动控制技术及电机控制理论的发展，当然也少不了各国学者的科研努力，人们对功率变换规律更进一步的认识，以后会出现更新、更好的新型电路拓扑结构，特别是近年来“电力电子技术”PEBB（PowerElectronicsBuildingBlock）技术的兴起，使多个功率器件的集成化和低成本化逐步成为可能，也为多电平变换电路拓扑的发展提供了有力的技术支持，从而引起中高压功率变换技术的更大发展。