高频课程设计 二极管双平衡混频器.docx

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高频课程设计二极管双平衡混频器

河北科技师范学院课程设计说明书

课程名称：

高频电子线路

设计题目：

混频器工作原理

姓名：

高金龙、郭强、姚明月

院系：

机电工程学院

专业班级：

电子0701、0702

学号：

0414070107

0414070210

0414070227（姓名顺序排列）

指导教师：

杜殿会

日期：

2009年12月8至12日

1、设计任务与要求……………………………………………1

2、方案与论证…………………………………………………1

3、原理…………………………………………………………1

4、参数计算……………………………………………………3

5、总原理图与仿真结果………………………………………6

6、元件清单……………………………………………………8

7、结论与心得…………………………………………………9

8、参考文献……………………………………………………9

二极管双平衡混频器

1、设计任务与要求

变频（混频）是指将高频已调波经过频率变换，变为固定中频已调波,同时必须保持其调制规律不变。

具有这种功能的电路称为混频电路或变频电路，亦称为混频器或变频器。

2、方案与论证

方案一：

三极管混频器的电路组态

电路（c）和（d）都是共基级混频器，分为同级注入式和分级注入式。

电路（b），共发分级注入式

电路（a），共发同级注入式

方案二：

二极管混频器

图1

二极管双平衡混频器的电路图示见图。

图中VS为输入信号电压，VL为本机振荡电压。

在负载RL上产生差频和合频，还夹杂有一些其它频率的无用产物，再接上一个滤波器（图中未画出）

二极管双平衡混频器的最大特点是工作频率极高，可达微波波段，由于二极管双平衡混频器工作于很高的频段。

图中的变压器一般为传输线变压器。

3、原理

二极管双平衡混频器的最大特点是工作频率极高，可达微波波段，由于二极管双平衡混频器工作于很高的频段。

图1中的变压器一般为传输线变压器。

二极管双平衡混频器的基本工作原理是利用二极管伏安特性的非线性。

众所周知，二极管的伏安特性为指数律，用幂级数展开为

当加到二极管两端的电压v为输入信号VS和本振电压VL之和时，V2项产生差频与和频。

其它项产生不需要的频率分量。

由于上式中u的阶次越高，系数越小。

因此，对差频与和频构成干扰最严重的是v的一次方项（因其系数比v2项大一倍）产生的输入信号频率分量和本振频率分量。

用两个二极管构成双平衡混频器和用单个二极管实现混频相比，前者能有效的抑制无用产物。

双平衡混频器的输出仅包含（pωL±ωS）（p为奇数）的组合频率分量，而抵消了ωL、ωC以及p为偶数（pωL±ωS）众多组合频率分量。

下面我们直观的从物理方面简要说明双平衡混频器的工作原理及其对频率为ωL及ωS的抑制作用。

（a）

（b）

图2

图2双平衡混频器拆开成两个单平衡混频器

在实际电路中，本振信号VL远大于输入信号VS。

在VS变化范围内，二极管的导通与否，完全取决于VL。

因而本振信号的极性，决定了哪一对二极管导通。

当VL上端为正时，二极管D3和D4导通，D1和D2截止；当上端为负时，二极管D1和D2导通，D3和D4截止。

这样，将图1所示的双平衡混频器拆开成图2（a）和（b）所示的两个单平衡混频器。

图2（a）是VL上端为负、下端正期间工作；图2（b）是VL上端为正、下端为负期间工作。

由图2（a）和（b）可以看出，VL单独作用在RL上所产生的ωL分量，相互抵消，故RL上无ωL分量。

由VS产生的分量在VL上正下负期间，经D3产生的分量和经D4产生的分量在RL上均是自下经上。

但在VL下正上负期间，则在RL上均是自上经下。

即使在VL一个周期内，也是互相抵消的。

但是VL的大小变化控制二极管电流的大小，从而控制其等效电阻，因此VS在VL瞬时值不同情况下所产生的电流大小不同，正是通过这一非线性特性产生相乘效应，出现差频与和频。

4、参数计算

电路方框图

末端放大器

1混频电路图

环形开关混频器工作在开关状态时，输出电流中的组合频率只有本振电压的奇次谐波与信号电压频率的基波的组合，用一通式表示组合频率为

其中p=0、1、2、……。

即使环形混频器不工作在开关状态时，它的输出电流也只含有本振电压的奇次谐波与信号电压的奇次谐波的组合，也可用通式

来表示，其中p=1、2、3、……。

较之其他的混频器，组合频率干扰少是其突出的优点之一。

其中四个二极管选用

2本振电路——电容三端式振荡电路

负反馈时放大器的闭环增益

正反馈时放大器的闭环增益

显然，当

时，

，正反馈产生振荡，此后振荡电路的输入信号

，所以

。

因此，产生自激振荡的条件为

应该指出：

（1）为了产生正弦波，必须在放大电路里加入正反馈，因此放大电路和正反馈网络是振荡电路的最主要部分。

但是，这样两部分构成的振荡器一般得不到正弦波，这是由于很难控制正反馈的量。

如果正反馈量大，则增幅，输出幅度越来越大，最后由三极管的非线性限幅，这必然产生非线性失真。

反之，如果正反馈量不足，则减幅，可能停振，为此振荡电路要有一个稳幅电路。

（2）为了获得单一频率的正弦波输出，应该有选频网络，选频网络往往和正反馈网络或放大电路合而为一。

选频网络由R、C和L、C等电抗性元件组成。

正弦波振荡器的名称一般由选频网络来命名。

其中电容三端式振荡频率为

经计算L=3uH,C1=50pF,C2=20pF.

反馈系数为0.29

可调电容为0-5pF,产生的本振振荡频率为21MHz-24.3MHz。

调节可调电容C产生21.5MHz的本振信号，输入信号频率假定为20MHz，则可选出频率为1.5MHz的中频信号。

调节C则可将不同频率的输入信号变为1.5MHz的中频信号。

3信号放大电路

放大器各项性能指标及测量方法如下：

（1）谐振频率

放大器的调谐回路谐振时所对应的频率

称为放大器的谐振频率，对于图1-1所示电路（也是以下各项指标所对应电路），

的表达式为

（1-1）

式中，L为调谐回路电感线圈的电感量；

为调谐回路的总电容。

5、总原理图与仿真结果

1、总原理图

2本振信号及混频之后的输出信号仿真图

6、元件清单

如下表：

元件标号

数值

备注

元件标号

数值

备注

C5

0.01u

R6

15K

C6

0.01u

V1

20K

R5

1.5K

Rc

35K

L4

1m

R2

47K

L1

1m

R1

100k

Re

2.5K

L2

100u

Rb2

2K

L3

100u

R4

2K

C4

120p

Q1

2N2218A

Rb1

400K

Cb

2uF

D4

DIODE

Ce

2uF

D1

DIODE

Co

2uF

D3

DIODE

R3

5.1K

D2

DIODE

C3

5pF

T3

TRANS1

C2

10p

T1

TRANS5

C1

10p

T2

TRANS

7、结论与心得

为期一周的高频课程设计已经结束了，回顾设计的点点滴滴，我们有太多的收获，过程是痛苦的，结果是收获的。

这就是我这一周来最大的感受。

我们是在发现问题和解决问题中不断进步的。

在此次设计时我们也遇到了不少的困难和问题，但在同伴们的共同努力下，辛苦的去钻研、去学习，最终都克服了这些困难，使问题得到了解决。

通过这一个星期的学习，我发现了自己的很多不足，自己知识的很多漏洞，看到了自己的实践经验还是比较缺乏，理论联系实际的能力还急需提高。

经过这次课程设计，让我对前面的路有了更多的信心，因为在这个过程中，我学到了不少实用的东西，对于一些专业基础课有了更深层次的掌握，并且提高了动手能力和独立解决问题的能力。

本周课程设计不但锻炼了我们最基本的高频电子线路的设计能力，更重要的是让我们更深刻的认识了高频电子线路这门课程在实际中的应用。

8、参考文献

[1]杨翠娥.高频电子线路实验与课程设计[M].哈尔滨:

哈尔滨工程大学出版社,2005.

[2]胡宴如.高频电子线路[M].北京:

高等教育出版社,2002.

[3]张肃文.高频电子线路[M].北京:

高等教育出版社,2004.

[4]张玉兴1射频模拟电路[M]1北京:

电子工业出版社,2002．1

[5]武秀玲1高频电子线路[M]1西安:

西安电子科技大学出版社,1999．1