如何彻底读懂并理解MOSFET的Datasheet.docx
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如何彻底读懂并理解MOSFET的Datasheet
如何彻底读懂并理解MOSFET的手册
附录A
从手册中估计MOSFET的参数(等效电容,栅极电荷,栅极门限电压,米勒平台电压,近似内部栅极电阻,最大Dv/Dt)
在这个例子上,我们将计算IRFP450MOSFET的等效电容Cgs、Cgd、Cds、全部栅极电荷,栅极门限电压,米勒平台电压,近似内部栅极电阻,和最大Dv/Dt。
栅极对地参考栅极驱动器件的典型图如下。
必要的计算需要以下信息
Vds,off=380V额定Vds关闭状态下的电压
Id=5A满载时的最大漏极电流
Tj=100℃工作结温
Vdrv=13V栅极上的电压幅度
Rgate=5R外部栅极电阻
Rol=Rhi=5R栅极驱动电路的输出电阻
A1.电容
IRFP450的datesheet里给出的电容值
把这些数值作为起点,实际应用中我们可以估算的平均电容值为:
物理电容值可以从基本的关系式中获得:
注意Cgs是从手册的原始数值里得到的,在这个方程中,用同等测试条件下测得的电容值是很重要的。
同时记住Cgs是一个常量和电压无关。
另一方面,Cgd、Cds具有很强的非线性且和电压有关。
他们的最大值分别在Vgd和Vgs接近于0或等于0处,且分别随着Vgd和Vgs的上升迅速下降。
A2.栅极电荷
最坏情况下的栅极电荷值(在特别的情况下),由IRFP450的Datesheet给出
不同的栅极电压幅度,能由下面的典型TotalGageCharge曲线修正。
由下面图中13V的gate-to-source电压开始,找到对应的drain-to-source的电压曲线,然后从横轴读出TotalGageCharge的数值。
如果需要更粗确的值,不同的栅极电荷成员要分别决定。
只有在米勒平台级别修正过后,我们才能估计Gate-to-sourcecharge的值从下面的图中。
Miller电荷能由A1中的Crss,ave的值获得。
最后,overdrive电荷成员(从米勒平台到最终的电压)能由下面的图中估计出。
A3.栅极门限电压和米勒平台电压
A2中我们已经展示了,稍后将会演示,许多MOSFET的开关特性被实际的栅极门限电压和米勒平台电压影响。
为了计算米勒平台电压,栅极的门限电压(Vgs(th))和跨导(Gfs)由手册t罗列出来。
不幸的是,门限电压不是非常好定义,Gfs是小信号量。
更粗确的方法去获得门限电压和米勒平台电压是运用手册中TypicalTransferCharacteristics曲线。
由相同的温度曲线,选中两个易读的点,指出相应的漏极电流和Vgs电压。
先选择交点横线对应的漏极电流,再选对应的Vgs,因为X轴是线性的,Y轴是指数的,线性的比指数的精度更高。
比如,运用150℃这条曲线
Id1=3A
Vgs1=4.13V
Id2=20A
Vgs2=5.76V
门限电压和米勒平台电压可以计算如下:
这些数值对应的是150℃的结温曲线,因为我们用的是TypicalTransferCharacteristics图里的150℃的曲线。
因为门限电压的实质温度系数,结果要100℃时结温修正,门限电压和米勒平台电压要被调整的值为:
A4.栅级内部电阻
另外能人感兴趣的参数是栅格电阻(Rg,i),但在手册中没有被定义。
此电阻是一个等效电阻,和连接MOSFET晶体管单元的分布式电阻等效。
因此,栅级信号在器件中的分布看起来和表现都和传输线非常相似。
这导致器件里独特的MOSFET单元的开关时间由单元到绑定盘的距离决定。
最可靠的方法去断定Rg,i是通过电桥。
此方法和实验室里测电容的ESR方法一样。
用此方法,源极和漏极要短接,阻抗分析器要设到Rs-Cs如果可以设到Rs-Cs-Ls等效电路,从而得到栅极的电阻Rg,i,输入电容Ciss,寄生电感等。
如此例子,用HP4194阻抗分析器测得IRFP450的Rg,i=1.6R,等效电感=12.9nH,输入电容=5.85nF
A5.Dv/Dt界线
MOSFET的晶体管在Vds电压迅速上升的时候是敏感的,这个变化dv/dt变化会诱发导通.本质上,导通是由电流流过Cgd,在gate-to-source上产生了电压。
当这个电压幅度超过门限电压,MOSFET开始导通.这里有三种不同的情况进行考虑。
首先,观察图中的电容分压器,Vgs计算如下:
如果Vgs这种技巧提供了全面的保护应对dv/dt诱发导通。
在低压的应用中,完全和栅级的电压和外部驱动阻抗无关。
对于更高电压的应用中,断定MOSFET固有的dv/dt的界限它也是需要的。
这个特点对于最大dv/dt,器件能在理想的情况下抵抗导通,即外部驱动的阻抗为0,栅极和源极短接。
导通是由对Cgd的充电电流,流过Rg,i产生的压降引发的,因此固有的dv/dt计算如下:
(Vth=Rg*i=Rg*CgdDv/dt)
在具体应用中,关断dv/dt是由中路中的其它元件约束的,所以上面的数字对于评估合适性是有意义的。
这些应用包括同步整流,共振模式和软开关电源转换器。
第三种计算结果是基于MOSFET器件上的寄生元件和栅极驱动电路特征描述了产生Vds波形的dv/dtlimit.
为了避免导通,Vgs必须处在门限电压以下
再一次强调这十分重要,MOSFET的门限电压对于温度的变化是值得注意的。
因此高结温的情况下,它的作用也要引入。
举一个具体例子,IRFP450型晶体管在100℃结温的情况下计算要受引下约束。
附录B
计算驱动旁路电容值
MOSFET驱动必须是一个低阻抗的电压源从而得到可靠性和高速性。
为了提供这个虚拟的电压源,驱动的偏置线要被高质量的,高频的电容旁路。
多数电路中,低阻抗,高频率的多层陶瓷电容实现了这个功能。
合适的电容和驱动器的位置对旁数作用起到半数功劳。
一些栅级驱动设计的重要规则将在下面的例子中高亮显示:
1.驱动器必须靠近被驱动的器件。
通过小心的layout设计,PWM控制器与驱动之间的距离是可以被容忍的。
虽然PWMIC输出和驱动器输入之间没有大电流,但是相应的宽印制板布线还是能减小寄生的电感,因此提供了低阻抗环路以及更好的噪声抑制。
2.同样重要的是独立的旁路去处理独自的电源噪声。
比如,供电,PWM控制器,驱动都有自己的旁路电容。
三个阴回路必须最小。
当导通的时候,电流流过驱动的旁路电容,然而在关断的时候,电源处的高频电容给MOSFET的Cgd充电。
举一个带数据的例子,IRFP350由MIC4423驱动(市面上假货很多)。
驱动的静态电流为2.5mA.当输入很低时,静态电流可以忽略。
开关速度是100kHz,PWM的最大占空比为0.7。
栅级是由12V信号驱动,关断状态下器件的电压接近300V。
这种情况下,totalgatecharge估作115nC.5%的纹波通个旁路电容可以接受的,12V的电压就是0.6V的纹波电压,等效计算最小旁路电容值为:
开关频率对旁路电容的影响如下面的图。
在高频下,栅极电荷决定了旁路电容,因此曲线接近于一条最小值的渐近线。
在低频的工作中,驱动器的静态电流决定了最小的电容器尺寸。
纹波依赖于PWM信号的占空比。
所以这里的最坏条件是占空比为0.7,被考虑进去了。
在下面的例子中,在48V输入buck转换电路中,高电压集成门驱动器IR2115用来驱动IRF1310N晶体管。
对应的原理图如下:
我们来假设下面的应用参数:
Vin,max=65V最大稳定的输入电压;
Vdrv=12V高压侧和门驱动的偏置电压幅度;
dVbst=0.5VCbst两端的纹波电压;
dVbst,max=3V当驱动器低于锁定电压或驱动幅度不足的情况下,Cbst两头的最大压降;
Fdrv=100kHz开关频率;
Dmax=0.9V最小输入电压下的最大稳定占空比-此例中控制器没有限制最大占空比;
Toff,tr=400us开断时间间隔
Ton,tr=200us开启时间
电路原件的特征如下:
Qg=85nCthetotalgatechargeofIRF310@Vdr=12VVds=65V
Rgs=5.1k门对源极的下拉电阻
Ir=10uADbst的漏电流@输入电压最大且Tj=80℃
Vf=0.6VDbst的压降@0.1A,Tj=80℃
Ilk=0.13mA稳压管上漏电流@输入电压最大且Tj=100℃
Iqbs=1mA高阻下的静态电流
首先,考虑到驱动器工作的稳定性,基于0.5V的纹波和自举电容器上总的电荷消耗,其最小的电容器值为:
代入数值:
按瞬间的条件计算的电容值要基于最大的电压下降。
当开关不得不停留在关闭状态下一段时间,电感上的输出电流衰减到0,源极在输出电压状态。
阴极负载二极管反偏,自举电容维持高阻。
此外,在无功周期的后期,Cbst仍然不得不给MOSFET导通的电荷充电。
因此,电容值如下:
最后的计算是得出开关能否在预期的200ms的时间内时持续准时的打开。
长周期下能保证自举电容在关闭状态下重新充满。
只有满足下面的表达示的时候,自举电容一定有足够的能量去支持静态和漏电流:
同时满足这三种条件的选470nF。
高压侧驱动IC不仅要用自举电路旁路,还要用一个对地电容旁路,如图所示。
Cdrv提供尖峰充电电流去补充Cbst在开关打开的时候消耗的能量。
如果Cdrv>>Cbst,自举电容能被充到Vdrv的电压。
通常的,Cdrv要比Cbst大一个数量级。
当选择低压侧旁路电容的数值时,首先要考虑的是稳定工作。
Cdrv=10倍的Cbst,所以我们选Cdrv=2.2uF。
附录D
耦合电容和瞬时建立时间的计算