电力电子升压斩波电路的设计.docx
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电力电子升压斩波电路的设计
电力电子技术课程设计
院系：
信息科学与工程学院
题目：
升压斩波电路设计
专业：
电气工程及其自动化
班级：
1201学号：
3120203102姓名：
陈昱含
班级：
1201学号：
3120203105姓名：
郑华宇
班级：
1201学号：
3120203106姓名：
叶荣
指导老师：
黄靖、刘华姿
2014-2015学年第一学期
目录
一、引言3
二、设计目的要求与方案3
2.1设计目的3
2.2设计要求3
2.3设计方案4
三、主电路的设计5
3.1主电路方案5
3.2元器件参数选择与计算6
3.2.1功率开关V的选择6
3.2.2二极管VD的选择7
3.2.3储能电感L的选择8
3.2.4输出滤波电容C的选择8
3.2.5参数计算9
四、控制和驱动电路的设计10
4.1控制电路设计10
4.1.1SG3525的工作原理10
4.1.2控制电路方案选择11
4.2驱动电路设计13
4.2.1TLP521资料13
4.2.2驱动电路方案选择14
五、保护电路设计15
5.1过流保护电路15
5.2过压保护电路16
5.3过热保护电路17
六、部分仿真波形18
七、方案改进20
7.1改进型升压斩波电路20
7.2缓冲电路的设计20
7.3利用单片机设计控制电路21
八、设计总结22
九、附录23
9.1元器件清单23
9.2参考文献24
9.3附图25
一、引言
直流-直流交流电路是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波，可以看作一个直流变压器。
直流斩波电路（DCChopper）一般是指直接将直流变成直流的情况，不包括直流-交流-直流的情况;直流斩波电路的种类很多，包括6种基木斩波电路:
降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路，Zeta斩波电路，前两种是最基本的电路。
本设计为升压斩波电路BoostChopper升压斩波电路，该电路目前的典型应用，一是用于直流电动机传动，二是用作单相功率因数校正（PowerFactorCorrection,PFC）电路，三是用于其它交直流电源中。
本设计主要是设计一个升压斩波电路，要求输入一定的直流电压，经过升压斩波电路实现一定范围内可调的直流电压的输出。
二、设计目的要求与方案
2.1设计目的
1）培养文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。
2）培养综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。
3）培养运用知识的能力和工程设计的能力。
4）提高课程设计报告撰写水平。
2.2设计要求
课题：
升压斩波电路设计
要求：
1、输入直流电压：
Ud=40V
2、开关频率100KHz
3、输出电压范围80V~120V
4、输出电压纹波：
小于1%
5、最大输出电流：
5A
6、具有过流保护功能，动作电流：
6A
7、具有稳压功能
2.3设计方案
由于升压斩波电路可以将任意可调的直流电转换为稳定的另一直流电压，也可以将任一稳定的直流电压转换为可调范围输出，根据题目要求，主电路采用BoostChopper通过合适的取电阻和电感的大小并采用调节占空比的方法调节输出电压的人小;通过合适的选取电容的值达到纹波指标，同时稳定输出的电压。
另外加上合适的过流保护电路防止器件的损坏。
电力电子器件在实际应用中，一般是由控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。
由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断来完成整个系统的功能，当控制电路所产生的控制信号能够足以驱动电力电子开关时就无需驱动电路。
根据升压斩波电路设计任务要求则需设计主电路、控制电路、驱动及保护电路。
以下为方案原理框图：
根据原理框图与所学知识设计大致电路原理图：
（不包含具体控制电路、驱动电路与保护电路）
三、主电路的设计
3.1主电路方案
设计构思：
根据设计要求需设计一个升压斩波电路，根据所学知识可以运用基本斩波电路BoostChopper作为主电路，此方案是通过直流电变为固定电压或可调电压的直流电，电路整体较为简单。
另一种方案是在直流变流电路中增加交流环节，即先把直流变交流，再把交流变直流，此方案把本该简单的电路变为更加复杂。
综合所述，选择前者方案为主电路。
下图为主电路原理图：
升压斩波电路的工作原理如下:
假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。
当V处于接通态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I1,，同时电容c上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压为恒定值，记为Uo。
设V处于接通态的时间为ton，此阶段电感L上积蓄的能量为E·Il·ton处于断开时，E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。
设V处于断开的时间为tof，则在此时间电感L释放的能量为
。
当电路工作处于静态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即
化简得：
上式中的
，输出电压高于电源电压，故称之为升压斩波电路。
升压斩波电路在电力电子工程中也叫变换器，式中的
表示升压比，通常调节其大小，即可改变输出电压Uo的大小。
其调节的方法就是控制
始终大于1，也就是保持
。
在实际电路中，要使通过电容C作用使得输出电压认为保持不变，其当电容C的值足够大时，其误差是很小的，基本可以忽略。
从这一点上说，升压斩波电路可以看成是直流变压器。
电感电流连续与断续电流电压波形图
3.2元器件参数选择与计算
3.2.1功率开关V的选择
功率开关的选择首先应该根据输入条件和输入电压、电流、工作场合、负载特性等来确定，常用的全控型器件为IGBT，MOSFET，GTR等。
在确定功率管的类型后，型号的选择应该遵循以下几个原则：
1）功率开关V的导通饱和压降Uces越小越好。
2）功率开关V截至时的反向漏电流Ico越小越好。
3）功率开关V的高频特性要好。
4）功率开关V的开关时间要短，也就是转换速度要快。
5）功率开关V的基极驱动功率要小。
6）功率开关V集电极电压的额定值需要足够大。
IGBT升降压斩波电路是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT作为全控型器件的升降压斩波电路，用于直流到直流的降压或升压的变换。
IGBT（绝缘栅双极晶体管）是典型的全控型器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。
GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。
IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。
故功率开关V选择IGBT。
（1）集电极电压Uceo：
由原理图可知V承受的最大电压就是截至电压Ui，考虑输入电压具有10%的波动，储能电感L上的反峰尖刺电压为额定值的20%，因此V承受的电压实际为1.1*1.2Ui＝1.32Ui。
通常选择功率开关要留有一定的富余量，故选80%为额定电压值，则1.32Ui＝0.8Uceo。
根据输出电压有输入电源关系，亦可得Uo＝Ui·1/（1-D）。
（2）集电极电流Ic：
在功率开关V导通期间，流过功率开关V的电流也就是在此期间流过储能电感L中的电流，即输入电流Ii。
如不考虑电路中的其他功率损耗，就有Ii=Io·Uo/Ui。
选择功率开关V的集电极电流和选择集电极电压一样，也要留有一定的余量。
一般工作电流取为80％的额定电流值，公式就应为0.8Ic=Ii＝Io·Uo/Ui=Io·1/（1-D）。
3.2.2二极管VD的选择
（1）反向耐压Ud：
在功率开关V导通期间，二极管VD因反向偏置而截止，此时二极管VD上所承受的电压为输出电压Uo（功率开关V的正向饱和电压被忽略）。
此外，二极管耐压值一般应留有20％的富余量，故二极管VD反向耐压Ud应为：
（2）正向导通电流Id：
在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通，此时流过二极管VD上的电流Id正好就是电流Ii，也就是流过储能电感L上的电流Ii。
因此Ii=Io·Uo/Ui。
通常在选择二极管VD的正向工作电流时应留有较大的富余量，以降低其正常工作时的热量，通常富余量为50％，因而就有解上式可得出二极管VD正向导通电流Id:
2Io·Uo/Ui=2Io/（1-D）.
（3）正向导通功率损耗Pd：
在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通的电流Id。
设二极管VD的正向导通管压降为Us，二极管VD正向导通功率损耗Pd可由下式计算:
从上式中我们可以看出，要想降低二极管VD正常工作时的热量，除上面所说的在选择正向导通电流Id时要留有较大的富余量以外，减小二极管VD正向导通管压降Us也是一个非常
有效的方法。
因此，具有非常低的正向导通管压降的肖特基二极管（SBD）是首选对象。
而且在RoostChopper变换中，升压二极管的反向恢复会限制开关频率的提高，同时引起较大反向恢复损耗、过高di/dt而产生电磁干扰。
肖特基二极管器件的短载流子寿命是减小反向恢复电流峰值和缩短关断时间的一个主要因素。
在IGBT和普通二极管组合中，IGBT开通时会出现很大的开通电流过冲，其峰值可达24A，开通损耗较大，同时因为IGBT达到稳态的电流时间较长也使系统的频率受到限制；而IGBT和肖特基二极管组合电流上升基本没有过电流现象，其峰值为5A。
IGBT和普通二极管组合中的二极管在关断时会出现很大的反向关断电流，其峰值可达18A，关断损耗较大；而IGBT和SBD组合中二极管反向恢复电流却很小，其峰值约为1A。
选择肖特基二极管，不仅能降低二极管VD工作时的热量，还可以有效的减小反向恢复电流峰值和缩短关断时间，以减小损耗。
（《SIC肖特基二极管在升压斩波电路中的应用分析》雷海峰，温家良，金锐，刘明光1.北京交通大学，北京100044;2.中国电力科学研究院，北京100192）
3.2.3储能电感L的选择
在功率开关V导通的Ton期间内，储能电感L上电流的增加量应与在功率开关V截止的Toff期间内储能电感L上电流的减少量相等。
因此就有△Il（+）=△Il（-）式中，（+）表示增加量，（-）表示减少量。
储能电感L上电流在一个转换周期内变化的峰峰值为：
在实际设计和应用中，储能电感L上的峰峰值电流Ii+△Il／2不应大于最大平均电流的20%，这可以避免储能电感L的磁饱和，也能达到限制功率开关V的峰值电流、峰值电压和功率损耗的目的。
一般选择△Il=1.4Ii。
为了求得与稳压电源转换效率输出电流Io、占空比D和工作频率F有关的计算储能电感L的实际公式，作如下推导。
已知稳压电源转换效率
与输入功率Ui·Ii和输出功率Io·Uo之间的关系式为因此就有
整理，可得储能电感L的实际计算公式为：
这里虽然推导出了升压斩波电路中储能电感L的较为实用的实际计算公式，在实际的应用和调试中，也存在着储能电感L的电感量应大于临界电感量Lc的问题。
为了保证负载最小电流电路能够连续，实际电感量应取大于临界电感量Lc=Uo·D（1-D）²/（2·f·Io）.
3.2.4输出滤波电容C的选择
（1）电容容量：
输出电压稳定在所设计的恒定电压值Uo上，这时的输出电流为Io。
由于在功率开关V导通期间负载电阻R上的全部电流Io都是由滤波电容C提供的，所以这时滤波电容C上的电流就等于稳压电源的输出电流Io，并且滤波电容C上电压的变化量为输出电压的纹波电压值△Uo，此时就有如下的关系式：
可解得：
将D=Uo/（Uo+Ui），f=1/T代入，由可得
（2）耐压值Uc：
在功率开关V截止期间，加在滤波电容C两端的电压为输入电压Ui；在功率开关V导通期间，加在滤波电容C两端的电压为输出电压Uo（储能电感I上的电压降和二极管VD的正向导通管压降Us在这里均被忽略掉）。
另外，对于升压斩波电路来说，它的主要特性就是输出电压Uo比输入电压Ui高，这里就取输出电压Uo。
在确定输出滤波电容C的标称值时应留有50％的富余量，因此输出滤波电容C的耐压标称值应由下式来确定：
0.5·Uc=Uo，即Uc=2·Uo.
3.2.5参数计算
按照以上的器件选择原则，根据设计要求，确定电源、功率开关IGBT、二极管、电容、电感、电阻等相关参数。
已知参数：
输入电压为40V；输出电压80-120V，可计算占空比D=0.5-0.667，取输出电流为0.1-5A，R=24-1200Ω，可取R=40Ω。
开关频率F=100KHz，效率大于70%，输出电压波纹1%：
△Uo=0.4V。
功率开关IGBT：
Uceo=1.32*40/0.8=66V，Ic=12.5A，反向击穿电压200V。
二极管VD：
Ud=1.25*120=150V，Id=20A。
输出电容C：
根据公式算得C=27.8uF，Uc=2*Uo=240V。
取C=100uF。
验证：
当C=100uF，输出波纹电压△Uo=0.25V<0.01*Uo=1.2V，符合设计输出电压波纹要求。
储能电感L：
保证电流连续，根据公式计算临界电感Lc=25uH，取L=200uH。
四、控制和驱动电路的设计
在斩波电路的工作原理中，不管是降压型还是升压型电路，它们的工作都是依靠功率开关V栅极的驱动信号使功率开关V启动、导通和关闭，而工作于导通和截止的功率转换状态中的。
这样我们就可以在输出端或功率转换过程中加一取样电路，将输出的电流Io和输出电压Uo的变化量取出，再经过放大、处理和比较后，形成一个与输出的电流Io和输出电压Uo有关的，也就是能够自动控制和调节驱动信号占空比D的驱动信号来控制和驱动功率开关V的工作，这就要求对控制和驱动电路进行设计。
4.1控制电路设计
4.1.1SG3525的工作原理
SG3525的脚16为基准电压源输出，精度可以达到（5.1士1%）V,采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。
脚6、脚7内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器，同时振荡器还设有外同步输入端（脚3）。
脚1及脚2分别为芯片内部误差放大器的反相输入端、同相输入端，该放大器是一个两级差分放大器。
通过电阻电容结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。
通过调节，可在OUTA,OUTB两端输出两个幅度相等，频率相等，相位相差180度,占空比可调的矩形波（即PWM信号）。
SG3525引脚图及结构框图
SG3525各脚功能介绍：
1脚：
误差放大器的反相输入端；
2脚：
误差放大器的同相输入端；
3脚：
同步信号输入端，同步脉冲的频率应比振荡器频率fs要低一些；
4脚：
振荡器输出；
5脚：
振荡器外接定时电阻RT端，RT值为2～150kΩ；
6脚：
振荡器外接电容CT端，振荡器频率fs＝1／CT（0.7RT+3R0）,R0为⑤脚与⑦脚之间跨接的电阻，用来调节死区时间，定时电容CT范围为0.001～0.1μF；
7脚：
振荡器放电端，用外接电阻来控制死区时间，电阻范围为0～500Ω；
8脚：
软启动端，外接软启动电容，该电容由内部Uref的50μA恒流源充电；
9脚：
误差放大器的输出端；
10脚：
PWM信号封锁端，当该脚为高电平时，输出驱动脉冲信号被封锁，该脚主要用于故障、保护；
11脚：
A路驱动信号输出；
12脚：
接地；
13脚：
输出集电极电压；
14脚：
B路驱动信号输出；
15脚：
电源，其范围为8～35V；
16脚：
内部＋5V基准电压。
SG3525特点：
1．工作电压范围宽：
8—35V。
2．5.1（士1%）V微调基准电源。
3．振荡器工作频率范围宽：
100Hz—400KHz。
4．具有振荡器外部同步功能。
5．死区时间可调。
6．内置软启动电路。
7．具有输入欠电压锁定功能。
8．具有PWM锁存功能，禁止多脉冲，逐个脉冲关断。
9．双路输出（灌电流/拉电流）：
500mA（峰值）。
4.1.2控制电路方案选择
控制电路主要实现的功能是产生控制信号，用于控制斩波电路中主功率器件的通断，同时能够通过对占空比的调节达到控制输出电压大小的目的。
根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可有三种控制方式:
1）保持开关周期T不变，调节开关导通时间Ton,称为脉冲宽度调制（PWM）或脉冲调宽型；
2）保持开关导通时间Ton不变，改变开关周期T，称为频率调制或调频型；
3）Ton和T都可调，使占空比改变，称为混合型。
其中，以第1种应用最多，故本设计也采用PWM控制。
PWM控制就是对脉冲宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）。
这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需的输出电压。
改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲的占空比进行控制。
本设计中，控制电路以SG3525为核心构成。
SG3525为美国SiliGanGeneral公司生产的专用PWM控制集成电路，它采用恒频脉宽调制控制方案，适合于各种开关电源、斩波器的控制。
SG3525其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器等，实现PWM控制所需的基本电路，并含有保护电路。
PWM控制电路图如图所示：
工作原理：
通过Rt,Rd,Ct结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。
其产生的PWM信号由OUTA、OUTB输出，调节R4可以改变占空比。
输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。
11脚和14脚相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200mA。
由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。
在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为100ns。
于是在13脚处接一个约0.1uf的电容滤去电压尖峰。
此电路具有信号稳定，安全可靠等优点。
因此它适用于中小容量的PWM斩波电路。
参数计算：
由于SG3525的振荡频率可表示为：
式中:
分别是与脚5、脚6相连的振荡器的电容和电阻，
取值范围为0.001uF到0.1uF，
取值范围为2k到150k，
是与脚7相连的放电端电阻值；
取值范围为0欧到500欧，电阻值较小，形成的锯齿波波形后沿较陡。
根据任务要求需要频率为100kHz，所以由上式可取
=0.001μF,
=
=
。
因为其震荡频率=2倍输出脉冲频率即开关频率f=202.4kHz/2≈100kHz，符合设计要求。
稳压环节：
如图所示，输出电压Vo经R3及R8分压后作为采样信号，输入SG3525脚1（误差放大器的反相输入端）。
误差放大器的正相输入端接5.1V可调的基准电压。
输出电压大于所设电压时，此时采样电压便大于所调的基准电压时，误差放大器正相和反相输入端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得SG3525的输出信号的占空比变小，输出电压减小，最终使输出电压稳定在设定的电压值，实现稳压功能。
根据设计要求，输出电压为80-120V，可计算出采样电阻R3=35k，R8=2k（滑动变阻器）。
4.2驱动电路设计
4.2.1TLP521资料
TLP521是可控制的光电耦合器件，光电耦合器广泛作用在电脑终端机，可控硅系统设备，测量仪器，影印机，自动售票，家用电器，如风扇，加热器等电路之间的信号传输，使之前端与负载完全隔离，目的在于增加安全性，减小电路干扰，减化电路设计。
常用的为东芝TLP521－1，－2和－4组成的砷化镓红外发光二极管耦合光三极管。
集电极-发射极电压：
55V（最小值）
经常转移的比例：
50％（最小）
隔离电压：
2500 Vrms （最小）
4.2.2驱动电路方案选择
为了减少不同电源之间的相互干扰，SG3525输出的PWM经过光电耦合之后才送到驱动电路。
IGBT是电力电子器件，控制电路产生的控制信号一般难以直接驱动IGBT,因此需要外加驱动电路。
驱动电路是连接控制部分和主电路的桥梁，驱动电路的稳定与可靠性直接影响着整个系统变流的成败，具体来讲IGBT的驱动要求动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。
否则IGBT会在开通及关断延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中的其他元件不会被损坏。
其次能向IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15V左右的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。
而且要具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。
IGBT栅极极限电压一般为±20V,驱动信号超出此范围可能破坏栅极。
最后当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。
驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。
在本设计中，直接采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有电源。
其提供的脉冲宽度不受限制，较易检测IGBT的电压和电流的状态，对外送出过流信号。
另外它使用比较方便，稳定性比较好。
上图给出了电力MOSFET一种驱动电路，控制电路所输出的PWM信号通过TLP521-1光耦合器实现电气隔离，再经过推挽电路进行放大，从而把输出的控制信号放大以驱动IGBT。
为得到最佳的波形，在调试的过程中对光耦两端的电阻要进行合理的搭配。
升压电路所用全控型晶闸管IGBT是电压型驱动器件，其栅射极之间有数千皮法左右的极间电容，为快速建立驱动电压，要求驱动电路其有较小的输出电阻。
使IGBT开通的栅射极间的驱动电压一般取15—20V。
同样，关断时施加一定幅值的负驱动电压（-5—-15V）有利于减小关断时间和关断损耗。
在栅极串入一只低值电阻可以减小寄生振荡，该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。
本设计中取50Ω。
所以上图中，正驱动电压为+15V，负驱动电压为-15V，Q1的型号是D44H8，Q2的型号是D45H8。
D44H8与D45H8的Uce最大值为60V，因为该驱动电路中的驱动电压为-15V，+15V，Q1、Q2选择上述型号较为安全。
五、保护电路设计
在主电路工作时，如果输出端或者负载电路出现短路而造成过流现象，或者由于其他原因造成输出端过压现象，施加于功率开关V基极的驱动信号便可将功率开关V及时地关断，并使其处于截止状态，即使开关稳压电源停止工作。
这样既保护了开关稳压电源电路本身免遭损坏，又保护了负载电路不被损坏。
这就是接下来要讲的过流、过压、过热等保护电路的原理与具体设计。
5.1过流保护电路
当电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。
当器件击穿或短路、触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败，以及交流电源电压过高或过低、缺相等，均可引起过流。
由于电力电子器件的电流过载能力相对较差，必须对变换器进行适当的过流保护。
过流保护的方法比较多，比较简单的方法是一般采用添加FU熔断器来限制电流的过大，防止IGBT的破坏和对电路中其他元件的保护。
如在主电路串接一个快速熔断丝。
还有一种方法如下图所示，在主电路的负载端串接一个很小取样电阻R11，R10和R15是用来取基准电压的电阻，把基准电压加到比较器的反向端，R9和R14取样的电压通过比较器与基准电压比较，将输出端接到控制电路中SG3525芯片的10脚。
R13*I=0.2*6=1.2VR11，R16分压得U4=1.2*R16/（R11+R16）=1VR11=1KR16=5K
R10，R15取基准电压U5=15*R
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