运放中接电容的作用.pdf

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运放常见接电容的作用运放常见接电容的作用1.1.运放的超前补偿运放的超前补偿一般的超前补偿运放电路如下图所示（以下皆用同相运放来说明）：

+3-2V+4V-11OUT1RgRRfVoutVinC图1我们就有疑问了，为什么要加电容C?

一言以蔽之，运放超前补偿的作用就是：

稳定运放，减少噪声。

下面我们推导上图的开环增益，通过分析开环增益来判断运放的稳定性。

inreturnVVA

（1）inoutaVV

（2）outfggreturnVCRRRV/（3）其中a是运放的增益，注意推导开环增益不能使用“虚短”“虚断”的概念，假设运放的反相输入端2脚断开，通过求Vreturn和Vin的关系可以算出开环增益，综合

（1）,

（2）,（3）可以得出：

1/1CsRRCsRRRRaAfgfgfg）（（4）理想的同相运放开环增益如（5）式所示；gfgRRRaA（5）一般运放的增益a可以用二阶式子代替（假设1/1Rg|Rf，所以在波特图上，零点的位置总是在极点位置的左边，可以发现1/1CsRRCsRfgf）（的相位总是超前的。

补偿的时候，我们总是设法让（4）式中的零点与极点1/2相抵消。

下面从波特图上分析，波特图如下图所示：

图2图中可以看出，补偿后的开环传递函数增益明显“上移”，联想到运放的增益补偿就可以初步推断：

开环增益增大一般会导致闭环增益减小，从而闭环波特图下移，带宽减小，噪声减小，稳定性增加。

可以计算得出，经过补偿后，系统的闭环传递函数为：

11/CsRCsRRRRRVVffgggfinout）（（7）图1所示电路图若采用反相结构，则闭环传递函数为：

11CsRRR-VVfgfinout（8）而未补偿的理想的闭环传递函数为：

gfinoutRR-VV（9）分析（7）、（8）两式均可以发现，相对于未补偿之前的运放，反相运放引入了极点，同相运放引入的极点总是在引入的零点左边。

故反映到闭环波特图上就能发现，它们的带宽均减小，带宽减小故噪声减小。

实际上，这就是一个一阶低通滤波器。

实际上，这就是一个一阶低通滤波器。

下面看超前补偿对于运放寄生电容的补偿示例：

如图3所示，加电容C的目的是为了消除运放输入寄生电容Cs对稳定性的影响。

Cs来自哪里?

来自封装的引脚，或者PCB走线，又或者图中Rg的寄生电容。

Cs的大小一般在几pF左右。

分析的时候可以用一个电容并联在Rg两端来等效该寄生电容。

+3-2V+4V-11OUT1RgRRfVoutVinCVreturn图3可以初步判断，一旦输入信号Vin的频率较高，C1的影响便不可忽略了。

1/11sCRRRRRaAfggfg）（（10）可见，系统开环传递函数引入了一个极点，这个极点有可能导致系统不稳定。

下面推导引入了补偿的运放的开环传递函数，电路图如下图：

C2+3-2V+4V-11OUT1RgRRfVoutVinC1Vreturn图4由图可知，2121211211/CCCCRRCCRRRCRRaCRCRCRaVVAfgfgggffgginreturn）（=2121211/CCCCRRCCCRRRRafgffgg）（对上面的结果进行拉氏变换求得开环传递函数：

1/1212sCCRRsCRRRRaAfgffgg）（（11）为了让C2完全补偿掉C1的影响，必须让2CRf=）（21/CCRRfg，化简后可得补偿的条件：

2CRf=1CRg（12）这里的补偿跟前面所讲的这里的补偿跟前面所讲的“超前补偿超前补偿”又有所区别又有所区别，因为这里零点的位置并没有要因为这里零点的位置并没有要求与极点求与极点1/1/2的位置一致，这是需要注意的地方。

的位置一致，这是需要注意的地方。

当然，这只是式子，实际应用中C1并不知道具体值，所以补偿电容得凭经验和实际调试去选择。

前面的分析相必都不难，仔细观察（9）式，你会发现什么？

如果你了解阻容分压的原理，你会发现，这不就是阻容分压器么？

在高频分压的应用场合，一般的电阻分压得不到理想的效果，高频时分压效果甚至很差，这便是寄生电容在高频下不可忽略造成的影响。

根据阻容分压器设计结构，原理如图所示R1R2C1C2V1V20分压比）1（）1（111211222121CRjRCRjRCRjRVV）（低频分压比2211RRR高频分压比1212CCC若要使分压比不变1=2可以推出条件2211CRCR可以发现，这个条件跟咱们超前补偿的条件是一模一样的，有没有发现，知识都是相通的，通过阻容分压器反过来去理解运放的超前补偿，不就是在反馈电阻并联一个电容，使得运放的反馈点的电压不随频率变化，而只随幅值变化么？

想必，你已经有更多的理解了吧！

22运放的自激震荡运放的自激震荡OP37等运放，在设计时,为了提高高频响应，其补偿量较小，当反馈较深时会出现自激现象。

通过测量其开环响应的BODE图可知，随着频率的提高,运放的开环增益会下降，如果当增益下降到0db之前，其相位滞后超过180度，则闭环使用必然自激。

自激振荡的引起，主要是因为集成运算放大器内部是由多级直流放大器所组成，由于每级放大器的输出及后一级放大器的输入都存在输出阻抗和输入阻抗及分布电容，这样在级间都存在R-C相移网络，当信号每通过一级R-C网络后,就要产生一个附加相移。

此外，在运放的外部偏置电阻和运放输入电容，运放输出电阻和容性负载反馈电容，以及多级运放通过电源的公共内阻，甚至电源线上的分布电感，接地不良等耦合，都可形成附加相移。

结果，运放输出的信号，通过负反馈回路再叠加增到180度的附加相移，且若反馈量足够大，终将使负反馈转变成正反馈，从而引起振荡。

解决办法解决办法电容校正电容校正运放反馈电阻并接反馈电容接入的电容相当于并联在前一级的负载上，在中、低频时，由于容抗很大，所以这个电容基本不起作用。

高频时，由于容抗减小，使前一级的放大倍数降低，从而破坏自激振荡的条件，使电路稳定工作。

这种校正方法实质上是将放大电路的主极点频率降低，从而破坏自激振荡的条件，所以也称为主极点校正。

防止运放自激的一般取几皮法到几百皮法，看工作的频率以及运放的型号来定。

简单点说加的电容越大，带宽越窄。

RCRC校正校正在运放的输出端串上一个小电阻再连到后级。

利用RC校正网络代替电容校正网络，将使通频变窄的程度有所改善。

在高频段，电容的容抗将降低，但因有一个电阻与电容串联，所以RC网络并联在电路中，对高频电压放大倍数的影响相对小一些，因此，如果采用RC校正网络，在消除自激振荡的同时，高频响应的损失不如仅用电容校正时严重。

校正网络应加在时间常数最大，即极点频率最低的放大级。

通常可接在前级输出电阻和后级输入电阻都比较高的地方。

校正网络中R、C元件的数值，一般应根据实际情况，通过实验调试最后确定。

也有一些文献介绍了进行理论分析和估算的参考方法。

电源接线旁路措施电源接线旁路措施电源引线不仅具有一定电阻，还有一定的电感和分布电容，因此当有许多运放接到同一根电源线时，将通过这些因素产生相互之间的影响，解决的办法是在印刷电路板插座上的正负电源的接线端与地之间接上几十uF的电解电容和0.01uF的陶瓷电容相并联，如果运放是作为宽频放大，须选用低电感量的电容。

高增益多级放大时电源隔离高增益多级放大时电源隔离电源回馈自激。

从运算放大器的内部结构分析，他是一个多级的放大电路，一般的运放都是3级以上电路组成，前级完成高增益放大和电位的移动，第2级完成相位补偿功能，末级实现功率放大。

如果供给运放的电源的内阻较大，末级的耗电会造成电源的波动，此波动将影响前级的电路的工作，并被前级放大，造成后级电路更大的波动，如此恶性循环，从而产生自激。

尽量将末级功率放大的电源与其它放大电路的电源分开。

3.运放的相位补偿运放的相位补偿电容的应用电容的应用为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。

1关于补偿电容理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电阻的阻值和你要加的电容的乘积.2两个作用1.改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后2.补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位）因为我们所用的运放都不是理想的。

一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。

在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性运放输入补偿电容运放输入补偿电容一般线性工作的放大器（即引入负反馈的放大电路）的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。

放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为：

h=1（2RfCs）若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。

对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使h高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降（因Av=-Rf/Rin）。

为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。

RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。

若Rf=10k,Cf的典型值丝边310pF。

对于电压跟随器而言，其Cf值可以稍大一些。

运放输出电容的补偿运放输出电容的补偿对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容CL的值比100pF大很多，由于输出电容（包括寄生电容）与输出电阻将造成附加相移，这个附加相移的累加就可能产生寄生振荡，使放大器工作严重不稳定。

解决这一问题的方法是在运放的输出端串联一个电阻Ro，使负载电容CL与放大电路相隔离，如图所示，在Ro的后面接反馈电阻Rf，这样可以补偿直流衰减，加反馈电容Cf会降低高频闭环电压放大倍数，Cf的选取方法是：

使放大电路在单位增益频率fT时的容抗XcfRf10，又Xf=l（2fTCf），一般情况下，Ro=50200，Cf约为310pF。

除了上述不稳定因素之外，还存在其他一些不稳定因素，有些是来自集成芯片自身。

有些是源于系统电路（例如电源的内阻抗的耦合问题）。

有时使用很多方法都难以解决不稳定问题，但采用适当的补偿方法后可使问题迎刃而解。

例如。

当放大器不需要太宽的频带和最佳转换速率时，对集成运放采用过补偿的方法会取得很好的效果，如将补偿电容增加9倍或为实现稳定性所需要的倍数，对A301型运放而言，其效果一般都较好。

4.4.事例事例反相输入一阶低通滤波器设计（a）电路图3dB0dB0ww（b）特性曲线基本关系式为：

fFFFFFFRRKCRfCR/）,2/

（1）,/（100同相输入一阶低通滤波器设计电路图基本关系：

）2/

（1）,/（10RCfRRKfFF注意我标红的，一般反馈端电阻与电容并联做滤波时，一般是输入信号接反相端的时候，第二个相信是大家很熟悉的一阶有源滤波器了。

以下是滤波电路吗？

这并不是一个滤波电路你去掉两个电容分析的话就是一个差分电路这两个电容加上去的目的可以降低高频增益低频信号时，电容容抗远大于电阻10K阻抗，可以忽略信号频率较高时电容容抗小于电阻阻抗同等条件下，信号增益下降至于C28，更多的是为了将运放增益配比平衡化总结：

关于集成运放电路反馈支