ormulas>eqn="iflineDrawnpixelLineWidth0">
>eqn="sum@010">
>000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image001.png">
图1“巴特沃斯响应”带通滤波器
000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image003.png">
图2“切比雪夫响应”带通滤波器
从图1和图2中，我们可以看到“巴特沃斯响应”带通滤波器具有平坦的响应特性，而“切比雪夫响应”带通滤波器却具有更陡的衰减特性。
所以具体选用何种特性，需要根据电路或系统的具体要求而定。
但是，“切比雪夫响应”滤波器对于元件的变化最不敏感，而且兼具良好的选择性与很好的驻波特性（位于通带的中部），所以在一般的应用中，推荐使用“切比雪夫响应”滤波器。
1.2. 滤波器变换
当选定了滤波器特性后，需要进行适当的变换来求得具体的滤波器参数。
滤波器变换包括频率变换与阻抗变换，现以带通为例，加以说明。
为了解释方便，先给出纹波为0.1dB的切比雪夫低通原型滤波器。
表1 0.1dB切比雪夫低通原型滤波器元件数值表
000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image005.png">
低通原型滤波器是以端接阻抗Z0=1，截止频率ω0=1为标准的。
首先需要将端接阻抗变换为标准50Ω，此时可以直接将元件数值表中对应于电感的数值乘以50，对应于电容的除以50即可；变换为其他端接阻抗值的方法与此相同，在此不再赘述。
但是应该注意的是，表中的数据是电抗元件值，而不是最终的电感、电容取值。
还应注意到，在n为奇数的时候，数值表中的数值是对于中间数值是左右对称的，而且端接阻抗都是Z0=1，所以在使用切比雪夫低通原型滤波器作设计时，应该尽量选用n为奇数的原型。
下面我们来讨论滤波器设计中最重要的一步，频率变换。
设低通滤波器原型的频率变量为ω’,带通滤波器的频率变量为ω，如图3所示。
000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image007.png">
图3低通原型响应及带通滤波器响应
由于ω’=0的点变换为ω=ω0的点；ω’=∞的点变换为ω=0和ω=∞的点，所以低通到带通的频率变换公式为
le="">000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image009.wmz">ω’=le="">
（1）
neid=_x0000_s1026style="Z-INDEX:
1;LEFT:
0px;POSITION:
absolute;TEXT-ALIGN:
left"to="63.6pt,54pt"from="45.6pt,54pt">
ne>式中W=le="">,表征带通滤波器的相对带宽，ω0=le="">，表征带通滤波器的中心频率，ω1、ω2分别为带通滤波器的下边带频率和上边带频率。
低通原型滤波器的电感元件L’的感抗经过式
（1）变换后，得
ω’L’=le="">=
（2）
Ls= （3）
Cs= （4）
低通原型滤波器的电容元件C’容抗经过式
（2）变换后，得
ω’C’== （5）
Cp= （6）
Lp= （7）
从上面的分析可以看出，在低通向带通的变换过程中，低通原型中的电感元件变换为电容与电感的串联；低通原型中的电容元件变换为电容与电感的并联。
1.3. 直接耦合滤波器
1.3.1.直接耦合滤波器的推导
通过上述经典变换得到的滤波器的耦合部分是由电感与电容串联而成的，在实际使用中，存在着不便，因为通常会需要绕制较大的电感。
比如，现给出一个中心频率为300MHz，带宽20MHz的切比雪夫带通滤波器原理图。
图4切比雪夫带通滤波器原理图
在图中我们可以看到，需要3个数值在300nH以上的耦合电感，而并联的谐振电感又具有比较偏小的数值而且数值上存在差异。
这给生产与调试均带来了很大的困难。
现介绍如何设计一个只使用耦合电容，而且可以得到数值一致的并联谐振电感。
我们引入导纳变换器J，那么导纳变换器两端的导纳值遵循如下关系：
Za*Zb=J2 （8）
Za、Zb分别代表变换器两端的阻抗。
那么经过插入导纳变换器后，图4中的带通滤波器就变换为耦合部分只有电容，而谐振部分的电感则取值一致的形式，见 图5。
图5直接耦合形式的切比雪夫带通滤波器原理图
下面来讨论如何计算上述电路中电容的取值。
图6 直接耦合低通滤波器
图7 直接耦合带通滤波器
阻抗变换器J的等效电路见图8。
图8阻抗变换器等效电路
neid=_x0000_s1027style="Z-INDEX:
2;LEFT:
0px;POSITION:
absolute;TEXT-ALIGN:
left"to="2in,39pt"from="2in,7.8pt">
ne>定义Хi=为第i个谐振器的电抗斜率参数，那么
Хi== （9）
综合式（6）（7）与式（9），可得导纳变换器为：
Cri= （10）
J01= （11）
Ji,i+1= （12）
Jn,n+1= （13）
由图7阻抗变换器的等效电路可见，最终需要补偿阻抗变换器引入的负电容。
则最终的耦合电容取值为，
C01=（14）
Cj,j+1= （15）
Cn,n+1=（16）
并联谐振电容取值为，
C1=C01-C01*-C12 （17）
Cj=Crj-Cj-1,j-Cj,j+1 （18）
Cn=Crn-Cn-1,n-Cn,n+1* （19）
式中C01*=,Cn,n+1*=，GA,GB分别为源端与负载端的导纳，gi为滤波器数据表格中的对应数值。
通过上述方法，我们就可以用计算机计算出直接耦合滤波器的所有元件取值。
1.3.2 借助CAD软件设计直接耦合滤波器
上述方法是理论上的计算方法，虽然我们可以借助于各种计算软件，简化计算过程，但毕竟不够简洁，而且不能立即的得到直观的仿真结果。
幸而，随着计算机的发展，有越来越多的商业设计软件面世，并且有很多的第三方免费软件可以选择。
当然，这些免费软件大多只是将计算与显示合一，在功能上有一些限制与不足。
但如果设计者经验较为丰富，又或者只是作为研究用途而没有太高的要求，那么还是建议使用这些软件。
商业设计软件如ADS,AnsoftDesigner,MicroWaveOffice等，通常都是将滤波器设计作为一个附加功能加入主程序当中的。
这些软件的优点在于可以较为精确的模拟实际元件的行为（比如用户可以指定元件的Q值），因而得到的结果更加具有意义。
图9AnsoftDesigner设计界面
图9给出了AnsoftDesigner的滤波器设计界面。
在这个界面中，我们可以指定滤波器级数，中心频率，带宽，端接阻抗，并联谐振电感等；而且可以在设计过程中，就可以直观的看到相应的特性曲线。
在后续的处理中，我们还可以将设计结果输出，进行调谐与优化，还可以打印输出，十分灵活方便。
实用滤波器设计
我们在实际设计滤波器时，通常使用设计软件来辅助工作。
在此我们设计一个满足如下要求的带通滤波器。
中心频率：
300MHz
带宽：
20MHz
插入损耗：
≤4dB
VSWR:
≤2.5
带外抑制：
偏离中心频率40MHz处大于40dB
相位波动：
≤10°
2.1. 滤波器阶数的选取
因为传统上的带通滤波器是基于低通变换而来的，所以我们可以利用式
（1）配合图表来决定滤波器的阶数。
将上述频带要求套用式
（1），
|le="">000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image071.wmz">|=le="">000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image073.wmz">=le="">000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image075.wmz">=3.98
000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image077.png">
图10 0.1dB切比雪夫带通滤波器特性曲线
从图中可以看到如果我们想满足所需要的边带特性，只需要一个3阶的滤波器就可以满足要求了。
当然我们有更为简单的选择，在AnsoftDesigner中，我们可以先指定滤波器的阶数，然后选择Analyze，就可以直观的看到此时的滤波器幅频特性，然后不断调整，直至满足要求。
2.2. 滤波器设计中的考虑
当选定滤波器的阶数后，我们就可以转入滤波器的详细设计过程。
我们还是基于AnsoftDesigner软件。
选定频率、阶数等参数后，选择Next，软件会自动给出设计完成后的滤波器元件参数与分析结果，见图11。
000'>file
/span>///C:
\DOCUME~1\猫猪在~1\LOCALS~1\Temp\msohtml1\01\clip_image079.png">
图11软件设计输出结果
在图11右半部分的特性曲线中，我们可以看到S21曲线的上边带部分有上翘的倾向。
这是由于电容在高频时特性下降所造成的，而且如果选用的电容特性不好，以致于电容的谐振频率接近边带频率，这种上翘的倾向会更加严重，以致于完全不能满足带外特性。
面对这种情况，我们可以有两个选择：
1增加滤波器的阶数，使得高频段的衰减更加陡峭，来补偿滤波器中电容的高频特性；2采取其他的补偿方式。
如果采取方案1的话，带来的必然结果就是滤波器的复杂度的增加，以及调试难度的增加。
所以，一般不建议在满足低频段阻带衰减要求的时候增加滤波器的阶数。
那么，我们只剩下了一个选择，在滤波器的结构上加以变化。
通常这种变化有两种：
1在滤波器的两端加低通滤波器，利用低通的高频衰减特性，来抵消电容的高频特性；2改造原有电路的传递函数，在传递函数中添加额外的传输零点，从而改善带外响应特性，获得所谓的Cross-CoupledFilter.。
第一种方法较好理解，下面解释一下第二种方法。
我们知道，传统的由低通到带通的变换而得到的滤波器传递函数是全极点形式的。
这意味着，如果我们能够添加额外的传输零点，比如在带外，那么我们就可以在传输零点附近得到很大的衰减，从而改善带外特性。
具体的讨论见附录A.
现在，我们先设计一个低通滤波器，使其频率截止点在上边带附近，来改善幅频特性。
低通的幅频特性见图12。
图12低通特性
然后，我们把该低通与之前设计的带通相组合，就可以得到所需要的带通滤波器。
将上述设计的滤波器在工程上实现后，得到了如下测试数据。
从测试结果来看，完全满足设计要求。
在此应该特别注意的是，我们在滤波器指标方面提出了相位波动的要求，请注意不是相位要求。
相位特性通常指的是正向传输系数S21的相位与频率的关系。
其特性见图13。
图13典型的S21相位曲线
但是，这个特性并不代表相位波动特性。
这可能会使得一些读者产生迷惑，所以我们先解释一下什么是相位波动。
一个滤波器电路，可以等效于一段传输线。
当传输线的特性是非色散时，通过传输线的信号的相位关系将严格保持输入时的相位关系。
但是，当传输线是色散传输线时，由于传输线对于不同频率信号的响应会有不同，输出信号的相位关系将不会再严格保持输入时的原有的相位关系。
从统计学的角度来看，两次输出信号相位差异表现为：
非色散时，信号相位是平均分布在均值上的；色散时，信号相位是随机分布在均值附近的。
这个相位分布与均值之间的差值就是相位波动。
这其实就是为什么在使用网络分析仪测量传输线的相位波动时，需要调整ElectricalDelay的原因。
调整ElectricalDelay实际上就是为了求得色散传输线的相位均值，从而求得分布差值。
那么如何求得这个随机分布呢？
一般而言，直接求得滤波器的传输函数的相频分布特性是比较困难的，而且没有现成的工具可以利用。
考虑到群时延（GroupDelay）的定义，GD=dΨ/dω。
输出信号的相频特性是可以用群时延来刻画的，Ψ=GD*ω。
求相位的分布就转化为求群时延的分布了。
而求群时延的函数在所有的设计软件中都有包括。
我们只要使得设计的滤波器的带宽落在群时延特性平坦的部分即可满足相位波动要求。
当然还需要计算一下具体的结果。
群时延特性见图14。
图14群时延特性
图15 S11特性
图16 S21幅频特性
图17 S21相位波动特性
图18 S21宽带幅频特性
图19 S22特性
2.3. 滤波器工程实现中的考虑
滤波器在工程实现时，我们还会遇到下面一些问题。
1滤波器基板的选择
2滤波器电容的选择
3滤波器调试
滤波器调试的问题，我们在本文的第三部分将会详细说明。
下面讨论一下关于基板与电容的选取。
2.3.1 基板的选取
滤波器的基板，主要是在结构上起支撑组成滤波器的电容与电感的作用。
但是，这并不是说基板对于滤波器的性能没有影响，作用可以忽略。
其实，基板的影响是很大的。
当基板的Q值较小时，其分布参数较大，这些分布参数会严重的影响滤波器的表现，严重时，会使得滤波器的谐振节根本不起振，从而彻底破坏滤波器的工作情况。
所以，在选择基板时，一般应该选用分布参数小，介电常数高，Q值高的微波介质板。
为了能够焊接电容、电感，基板上不可避免留有孤立的金属部分，这些金属部分就等效于电容了。
这些电容可以利用平板电容器的计算公式来估算，以便在实际加工时加以补偿。
2.3.2 电容的选取
滤波器中使用的电容，应该加以特别的注意。
因为这是整个滤波器电路中唯一不可调整的元件，并且对滤波器的性能有决定性的影响。
通常我们的电容都是选取片式瓷介电容器，这种电容器具有体积小，介电常数高的特点，非常适合应用于滤波器电路。
瓷介电容器的种类繁多，生产厂家众多，既带来了选择上的多样性，也给具体的选择带来了复杂性。
在此，根据作者本人的使用经验，提出一些选取原则，以供参考。
首先，陶瓷电容根据所选用的介质不同，可以细分为1类陶瓷电容、2类陶瓷电容和3类陶瓷电容。
介质的特性会直接影响电容的最终表现。
1类陶瓷电容通常选用NP0介质。
这种介质具有介电常数高，温度特性与频率特性好的优点。
适用于振荡与滤波电路。
2类陶瓷电容通常选用X7R介质。
这种介质的温度特性与频率特性稍逊于NP0介质。
但是它的优点是在于可以在相同的封装尺寸里，得到更高的电容值。
适用于振荡与滤波电路。
3类陶瓷电容通常选用Y5V介质。
这种介质从温度特性与频率特性上看，要逊于NP0介质和X7R介质。
但是该介质有一个缺点，就是具有压电效应（PiezoelectricEffect）。
当在电容两端施加交流电压时，电容本身会随着外加电压的频率而收缩、伸展，这会降低电容的可靠性，并有可能导致电容失效。
特别的，当应用于滤波器网络这种相位敏感的电路中时，可能会导致伴随着外加机械振动的相位变化。
这种效应是不可以接受的。
所以，3类陶瓷电容不适合在滤波器电路中使用。
从上述论述中可以看出，在滤波器电路中，建议使用1类陶瓷电容。
至于电容是国产的好，还是进口的好，这没有一定的结论。
因为材料、工艺的影响，每一个批次的产品之间都会存在微小的差别。
这种差别最终会体现在电容的各种特性上，相对而言，最受影响的便是电容的品质因数Q，而品质因数会直接影响滤波器的带内衰减特性与带外抑制特性。
所以，在工程实践中，反复的实验是不可避免的。
但是，通常而言，国外的产品在测试数据完整性方面、电容品质因数方面、精度与标称值的选择方面会有优势；而国内产品则在价格与供货方面有优势。
3. 滤波器的时域调试
3.1. 时域调试的应用
传统的滤波器调试是基于频域的。
这种调试方式需要调试者具有丰富的实际工程经验，因为在频域范围内，滤波器的各个谐振部分与耦合部分共同决定了频率特性曲线的形状。
当频率特性不能满足需要时，是无法明确的知道究竟是什么部分发生了问题，即使你是一名滤波器调试方面的专家。
因此，如何尽量简化滤波器的调试过程，是摆在所有的滤波器生产与研制人员面前的一道难题。
直到上个世纪90年代，伴随着现代网络理论与FFT技术的发展，使得滤波器调试方法终于有了翻天覆地的变化。
这种变化源于滤波器时域调试理论的提出。
我们不准备在这里详细讨论滤波器时域调试的数学原理，有兴趣的读者可以参考这方面的相关资料；我们只在这里对这个理论作一些简单介绍，而把重点放在如何在工程实践中应用这一理论。
当一个滤波器设计完成后，其传递函数也相应确定。
可以由此传递函数求出滤波器的幅频特性函数，对此函数应用IFFT，就可以将将幅频特性转化为时频特性了。
图20幅频特性与时频特性
时频特性中波谷也就是图中有标号的位置，每一个波谷表征了一个谐振节的位置；波谷之间的波峰表征了谐振节之间的耦合部分。
最靠近零点位置的波谷对应于输入端之后的第一个谐振节。
时域调试的最大优势就是，对每一个单独的谐振节与耦合部分的调整都是独立的。
那么如何应用时域调试方法呢？
在设计软件ADS中，先输入滤波器的原理图，然后选择S-Parameter仿真，再应用时域变换，我们们就可以得到一个标准的时频特性曲线。
这时，可以将待调试的滤波器接入网络分析仪，同样测量滤波器的S21曲线，再对此测量曲线应用时频变换。
当某一谐振节的谐振频率出现偏差时，对应的波谷的深度与位置都会有偏差，见图21。
我们只需要调整对应的谐振节的谐振频率就可以了。
图21谐振节谐振频率偏差时的特性
如果级间耦合系数存在问题时，同样反应为相应的波峰点的值出现偏差，见图22。
此时只需要调整对应的耦合部分的耦合系数就可以了。
图22耦合系数偏差时的特性
3.2.时域调试中的考虑
在仿真与测试中，都需要将中心频率置于滤波器的中心频率上，带宽设置为滤波器带宽的3∽5倍。
关于带宽设置与时域的关系的详细讨论，有兴趣的读者可以自行在参考书2中查找。
4. 结论
作为现代模拟射频电路中最重要的无源器件之一，滤波器的使用越来越频繁。
而且有众多的其他电路形式也可以由滤波电路的形式推导而得。
所以，掌握滤波器的设计对于模拟射频工程师而言有着重大的意义。
本文主要介绍了滤波器设计的经典理论：
滤波器变换，并提出了如何应用设计软件辅助进行滤波器设计，来简化设计过程。
笔者还在文中提供了一个实用的滤波器设计实例，以此说明了滤波器的设计流程，以及设计中需要考虑的问题。
文末还针对传统的滤波器调试方法的不易掌握的缺点，提供了一种全新的滤波器调试方法，时域调试，并对此进行了详细说明。
参考书目
1《现代微波滤波器的结构和设计》
2 Ag
升级会员 