电子管功放简易设计写给初学者.docx

电子管功放简易设计写给初学者.docx

《电子管功放简易设计写给初学者.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电子管功放简易设计写给初学者.docx（12页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

电子管功放简易设计写给初学者

电子管功放简易设计，写给初学者!

常见的电子管功放是由功率放大，电压放大和电源供给三部分组成。

电压放大和功率放大组成了放大通道，电源供给部分为放大通道工作提供多种量值的电能。

一般而言，电子管功放的工作器件由有源器件（电子管，晶体管）、电阻、电容、电感、变压器等主要器件组成，其中电阻，电容，电感，变压器统称无源器件。

以各有源器件为核心并结合无源器件组成了各单元级，各单元级为基础组成了整个放大器。

功放的设计主要就是根据整机要求，围绕各单元级的设计和结合。

这里的初学者指有一定的电路理论基础，最好有一定的实做基础

且对电子管工作原理有一定了解的

（1）整机及各单元级估算1，由于功放常根据其输出功率来分类。

因此先根据实际需求确定自己所需要设计功放的输出功率。

对于95db的音箱，一般需要8W输出功率；90db的音箱需要20W左右输出功率；84db音箱需要60W左右输出功率，80db音箱需要120W左右输出功率。

当然实际可以根据个人需求调整。

2，根据功率确定功放输出级电路程式。

对于10W以下功率的功放，通常可以选择单管单端输出级；10－20W可以选择单管单端功放，也可以选择推挽形式；而通常20W以上的功放多使用推挽，甚至并联推挽，如果选择单管单端或者并联单端，通常代价过高，也没有必要。

3，根据音源和输出功率确定整机电压增益。

一般现代音源最大输出电压为2Vrms，而平均电压却只有0.5Vrms左右。

由输出功率确定输出电压有效值：

Uout＝√￣（P·R），其中P为输出功率，R为额定负载阻抗。

例如某8W输出功率的功放，额定负载8欧姆，则其Uout＝8V，输入电压Uin记0.5V，则整机所需增益A＝Uout/Uin＝16倍4，根据功率和输出级电路程式确定电压放大级所需增益及程式。

（OTL功放不在讨论之列）

目前常用功率三极管有2A3，300B，811，211，845，805

常用功率束射四极管与五极管有6P1，6P14，6P6P，6P3P（807），EL34，FU50，KT88，EL156，813

束射四极管和五极管为了取得较小的失真和较低的内阻，往往也接成三极管接法或者超线性接法应用。

下面提到的“三极管“也包括这些多极管的三极管接法。

通常工作于左特性曲线区域的三极管做单管单端甲类功放时，屏极效率在20%－25%，这里的屏极效率是指输出音频电功率与供给屏极直流电功率的比值。

工作于右特性曲线区域的三极管，多极管超线性接法做单管单端甲类功放时，屏极效率在25%－30%。

而标准接法的多极管做单管单端甲类功放时，屏极效率可以达到35%左右关于电子管特性曲线的知识可以参照三极管及多极管的推挽功放由于牵涉到工作点，电路程式，负载阻抗，推动情况等多种因素左右，所以一般由手册给出，供选择。

在决定输出级用管和电路程式之后，根据输出级功率管满功率输出时所需推动电压Up（峰峰值）和输入音源信号电压U'in（这里的U'in需要折算成峰峰值）确定电压放大级增益。

Au＝Up/U'in。

例如2A3单管单端所需推动电压峰峰值为90V，输入信号峰峰值为1.4V，则所需增益Au＝90/1.4=64倍，若为开环放大，则取1.1倍余量，实际所需开环放大量Au'＝70倍。

对于多极管或者推挽功放，常施加整机环路负反馈，这时取2倍余量Au'=128倍，整机反馈量也可以控制在6db以内。

如所需增益小于50倍，可以采用三极管或者五极管做单级电压放大。

如所需增益大于50倍，可以采用三极管的多级电压放大或者五极管做单级电压放大，这些将在下面的电压放大级设计里提到。

2，电压放大级设计概要

电子管电压放大级通常由单管共阴放大器组成，其基本电路如下图所示：

放大电路分为无信号输入时的静态工作情况和有信号输入后的动态工作情况。

对放大电路工作情况分析有两种方法：

图解分析法和等效电路分析法。

作为简易设计，这里主要介绍图解分析法。

对于电子管工作原理及特性曲线尚不了解的，一、静态工作情况分析

分析静态工作情况，主要分析其屏极电压Ua，屏极电流Ia和栅极偏压Ug。

下面采用图解分析法进行分析。

简易分析参照链接如下：

/二、动态工作情况分析

静态工作情况选择是为了动态工作具备良好的条件。

电压放大级工作于小信号，只要电路设计得当，非线性失真度较小，基本可以忽略不计。

所以，对电压放大级动态情况分析主要有电压放大倍数，频率失真程度及输入、输出阻抗等。

（一）电压放大倍数简易分析

根据图一所示，其交流等效负载R'L=Ra·RL/（Ra+RL）其放大倍数（中频段）A=────────

1＋ra/RL+ra/Ra式中，u为电子管放大系数，ra为电子管内阻。

对于五极管，由于其内阻远大于R'L，所以其放大倍数可由下式计算：

A＝gm·R'L

式中，gm为五极管跨导

（二）幅频响应简易定性分析

在其他参数一定的情况下，低频响应主要受到输出耦合电容C和阴极旁路电容Ck的影响

输出耦合电容越大，阴极旁路电容越大，低频截至频率越低

高频响应主要受到信号源内阻，电子管极间电容（主要是Cga，屏栅间电容，由它产生密勒电容效应，粗略估算为u倍的Cga），本级输出阻抗和下一级输入对地电容的影响。

信号源内阻减小，电子管极间电容减小，本级输出阻抗减小以及下一级输入对地电容的减小都可以有效的提高高频上限截至频率。

（三）输入、输出阻抗简易分析

在一般情况下，输入阻抗主要由输入栅漏电阻Rg决定。

高频段由于输入电容开始显现作用，逐渐成容性。

输出阻抗：

在忽略分布电容的影响下，输出阻抗为电子管工作实际内阻和R'L的并联值

因此尽量选择较小内阻的电子管以降低输出阻抗，避免分布电容对高频段的影响。

做放大倍数简易分析：

设6N1u＝35，ra＝10k，图中RL＝150K，Ra＝75K

则放大倍数A＝35/（1+10/150+10/75）=29倍另外需要注意的地方是

1、电压放大级的最大输出电压能力要大于下一级需要的最大输入电压

2、实际电子管手册中往往给出电压放大管做共阴放大的各种工作条件和特性

给出的参数主要有电压放大倍数A，最大输出电压Eo

例如6SN7电子管手册中，所给出的条件如图所示：

可以方便的查阅，以供设计便利电子五极管和电子三极管做RC耦合单级共阴放大的选择问题：

当输出信号幅值远小于可能输出最大电压幅值时，则选用五极管电路失真较小

当输出信号幅值较大时，则选用三极管电路失真较小

但五极管电路增益较高，输出幅值较高u三极管来得大

由于五极管电路输出阻抗较大，不适于后级输入电容较大的电路，因此五极管更适宜做为小信号输入级，或者驱动输入电容较小的束射四极管、五极管标准接法电路。

电压放大级信号相位的判断：

对于电子管电压放大器，共有三种电路放大程式，共阴放大器、共栅放大器、阴极输出器

他们的特点一一对应晶体管电路中的共发射极电路、共基极电路、射极输出器（共集电极电路）。

在常见的电子管共阴放大器中，如果把栅极看作对地短路，没有信号输入，此时在阴极施加信号，则形成了共栅放大。

共阴放大中，栅极输入信号和屏极输出信号反相，此时阴极和栅极信号同相

共栅放大中，阴极输入信号和屏极输出信号同相

用（＋）表示同相，（－）表示反相，则同时标注在图中如下：

图中黑色标号表示栅极做输入端，红色表示阴极做输入端

采用这种相位标注法可以为日后判断反馈相位提供一定的基础倒相级简易介绍

倒相级也属于电压放大器的一种，它的分析计算方法原理同普通电压放大单元，

它负责产生一对幅值相等，相位相反的信号以提供推挽输出级使用。

常见的倒相电路如图所示：

相位已经标注在图上分析。

这种倒相主要是从上管的输出信号Usc1中取出一部分信号Usr2供给下管进行放大，得到一对倒相信号Usc1和Usc2。

此种倒相形式较为简单，其原理是利用了电子管栅极输入信号时，屏极和阴极输出信号相反来达到目的的。

长尾倒相级是差分放大器的变形。

相位已经标注在图上。

信号由V1管栅极输入，同时通过屏极和阴极输出一对相位相反的信号

V1管阴极输出阴极信号耦合到V2管阴极输入，V2管栅极交流信号对地通过电容C短路，是共栅放大器。

由V2管屏极输出和V2管阴极相位相同的信号，可见是和V1阴极信号同相的，和V1屏极反相的，从而获得了一对倒相信号。

由于电子管屏阴放大倍数不同，阴极耦合程度越高倒相对称度越好，因此可以增加阴极电位，即通过Rk2来抬高电位，增加耦合度，Rk1，Rg1，Rg2保证两管的正常静态工作点。

较大的阴极电阻Rk2就是通常称作的”长尾巴“，在差分电路里常用恒流源替代，因为恒流源等效交流内阻趋向无穷大。

Rg1和Rg2是和普通共阴放大器电路中Rg一样的栅漏电阻。

由于长尾电路V1管栅极需要高电位来确保”长尾巴“，所以常和前一级电路进行直耦，变形为我们熟悉的长尾电路，如图所示，其电路原理是相同的由于长尾倒相的尾巴不可能无限长，故对称性始终受到限制，上管的放大倍数略大于下管

一般设计时，使下管的屏极电阻值为上管的1.1倍，以平衡输出电压幅值。

而差分放大则没有这个缺点。

3，功率放大级设计概要

功率放大级设置在放大通道的末级，工作于大信号状态，屏极接的是输出变压器、负载是具有电抗性质的扬声器，所以是非线性失真、频率失真的主要产生级。

功率放大级着重考虑的问题是失真尽可能的小，在满足这点的情况下，输出信号功率尽可能的大，转换效率尽可能的高。

功率放大管主要有如下的重要定额和特性：

1，最大屏极耗散功率，最大屏极电流，最大屏极脉冲电流

多极管和工作于有栅流电路的功率管还有这些特性：

最大帘栅极耗散功率，最大栅极耗散功率，最大栅极电流。

2，输出功率。

所能输出功率的大小，主要决定于功率管的型号和功放级采用的电路程式。

不同型号的功率管采用不同的电路程式。

功率管栅极的推动信号电压或功率强度也有不同的要求，3，非线性失真。

功放级工作于大信号状态，所以正常情况下整机的非线性失真主要主要产生于功率放大级。

功放级的非线性失真程度除了与电路设计有关外，功放管本身产生的非线性失真常达5%左右，有的甚至达到10%左右。

静态情况分析：

功率放大级基本工作电路结构如图所示：

图中所示的是束射四极管，屏极直流回路是变压器初级绕组，绕组的直流电阻很小，所以屏极电压Ua近似等于供电电压Ea

分析功率放大级的静态工作情况，主要分析他的屏极功耗Pa，屏流Ia，静态屏压Ua，静态栅偏压Ug。

其分析方法主要和电压放大级类似，但是直流负载线是过Ua的一条垂直于横坐标的直线。

动态情况分析和其他的简易分析参见如下链接：

功率放大级的放大类型与工作状态分析：

电压放大级和单管单端放大级为了减小非线性失真，静态工作点Q应该选择在负载直线的中央部分。

如图所示：

图也表明了不同的负载线造成的不同工作情况带来的失真然而，为了提高效率，只要配合一定的电路程式，静态工作点也可以工作于更低的偏置

为此，功率放大级分为A类（甲类）、B类（乙类），AB类（甲乙类）

仔细分，还可以分为A1类，A2类，B1类，B2类，AB1类，AB2类

这里的1类表示始终功率管工作于没有栅流的驱动状态，2类表示允许出现栅流常见A类，AB1类的简易定性分析：

A类放大，在信号整个周期内屏极回路均有屏流，它屏流变化非常小，非线性失真小，屏极效率低，屏极回路直流分量大。

AB1类放大，静态工作点稍靠近屏流的截至点，整个信号周期内会有屏流截至状态出现，造成较大的非线性失真，但是屏极效率较高。

为了解决非线性失真的问题，在电路程式上采用推挽放大，由两管轮流工作，弥补了屏流截至部分造成的失真，但是需要一对幅值相等，相位相反的推动信号来驱动。

AB1类推挽放大的设计通常可以查询所用功率电子管手册来完成，或者掌握原理，利用特性曲线求解。

例如EL34电子管手册上给出了多组AB1类推挽工作状态，如下图所示的是其中一组：

4，电源供给部分概要

从负载特性可以看出，在大电流变化场合，电感输入式（Γ型滤波）滤波是最佳选择

但是对于电感参数选择有具体要求，其主要目的是保证电感的续流，故负载电流过小不适宜应用。

表中还可以看出，对于半波整流电路，电容输入式滤波，在接近空载的轻负载，小电流特性下，输出电压近似接近全波整流。

另外，桥式整流也是全波整流，输出特性是一致的，不应该特殊化电子管整流由于和晶体管整流原理相同，不多做解释

5，整机设计及负反馈介绍负反馈放大器介绍：

取放大器输出信号反馈到输入电路中，称为负反馈放大器，亦称闭环放大器。

反馈信号强度与输出信号电压成正比的，称电压负反馈；反馈信号强度与输出信号电流成正比的，称电流负反馈。

负反馈除减小电路的放大倍数以外，也能在一定程度上改善放大器的性能。

主要是：

拓展了频率带宽，减小了失真，降低了噪声。

从反馈信号和输入信号的引入方式上，又可以将负反馈分为并联负反馈和串连负反馈两类。

顾名思义，串连负反馈即反馈信号和输入信号呈串连关系。

综合起来，反馈可以细分成：

电压串连负反馈，电流串连负反馈，电压并联负反馈，电流并联负反馈。

他们除了具有负反馈的共同特点以外，还不同程度的影响了输入输出阻抗。

其中，电压反馈降低了输出阻抗，电流反馈增加了输出阻抗；并联反馈降低了输入阻抗，串连反馈增加了输入阻抗。

例如，电压并联负反馈既降低了输入阻抗，又降低了输出阻抗；而电流串连负反馈则同时增加了输出，输入阻抗。

设反馈信号和输出信号的比值为β，称为反馈系数。

对于电压反馈，反馈信号为Uf，输出信号为Uout，则反馈系数β＝Uf/Uout

设系统开环放大倍数为Ko，则加入负反馈后的闭环放大倍数Kf可由以下简略公式计算得出：

Kf=Ko/（1+βKo）

若开环增益Ko足够大，且反馈深度较深的情况下，即βKo》1时（通常当βKo>10时可以认为βKo》1），公式可以简化为Kf＝1/β，即与开环放大倍数无关，这就是在晶体管运算放大器电路中常见的闭环情况。

典型的单级电压并联负反馈如图所示：

这里只作简易分析：

放大系数Kf=Ko/（1+βKo）=Ko/（1+Ko·RF/Rs），

Rs为图中信号源内阻，由于栅漏电阻Rg往往远大于Rs，故此处忽略不计。

输入阻抗Rif＝Rg||[Rf/（1+Ko）]

而此时的电子管等效内阻raf＝ra/（1+uβ），等效放大系数u=u/（1+uβ）

这表明，u值很高的束射四极管和五极管，当β值较大的情况下，其等效内阻可以接近甚至小于三极管的内阻值。

典型的单级电流串连负反馈如图所示：

uR'L

放大倍数Kf＝────────

ra+R'L+（1+u）Rk

其输入阻抗Rif和原输入阻抗Ri的关系为Rif＝（1+βKo）Ri，是增大的

而此时电子管的等效内阻raf＝ra+（1+u）Rk，可见电流串连负反馈将开环时的管内阻增大了（1+u）Rk倍。

特殊的电压串连负反馈电路：

阴极输出器，简易分析见下链接

串连电压负反馈和并联电流负反馈多用于多级反馈电路，可以利用上述方法分析。

多种负反馈组合使用称为混合负反馈电路。

简易实例分析：

电路由三部分组成：

共阴电压放大单元（V1，Ra，Rk组成），阴极输出单元（V2及其周边元件组成），负反馈网络（Rf和Rs组成），另有120K电阻和33uF电容组成了电源退耦部分。

共阴放大单元简易计算：

查表得12AX7特性如下，ra＝50K，u＝100

电路采用直耦，由于阴极输出器输入阻抗甚高，忽略不计，故交流等效阻抗R‘L＝Ra＝220K

可以看出，电压放大级是典型的电流串连负反馈电路，套用上述分析公式，得本级放大倍数K1＝100×220K/[50K+220K+（1+100）×2K]＝46.6倍

阴极输出器放大倍数小于且约等于1，设阴极输出器放大倍数K2＝0.9则，整机开环放大倍数Ko＝K1·K2＝46.6×0.9＝42倍

由于反馈信号由电阻Rf与信号源内阻Rs分压获得（电子管V1输入阻抗甚大，忽略不计），故反馈系数

β＝Uf/Uo＝Rf/Rs＝100K/1M=0.1

整机环路负反馈属于典型的电压并联负反馈，故闭环放大倍数套用上述公式，得

Kf＝Ko/（1+βKo）＝42/（1+0.1×42）＝8倍实际实验结果证明，采用此线路程式，选用12AX7管，实测闭环放大倍数为7.9倍

选用放大系数u=70的6N9P管，实测闭环放大倍数为7.8倍

可以认为计算结果合理，也可以看出，负反馈稳定了电路参数。

附，反馈深度对数计算方法：

反馈深度Ku＝20lg（Kf/Ko）

如果反馈后，放大倍数Kf＝0.5Ko

则反馈深度Ku＝20lg0.5＝－6db，即反馈降低了6db电压增益需要特别指出的是，深度负反馈电路在降低谐波失真的同时，却可能引入新的互调，瞬态互调失真，因此需要谨慎应用。

简易单管单端功放电路设计实例：

设计一输出功率为8W的功率放大器。

要求谐波失真小于5%。

1、选用功率放大管。

目前常用的功率放大管中，查手册可知EL34五极管做单端A1类放大，其输出功率可达11W，但实际电路中往往存在各类损耗和误差，但输出8W功率还是不成问题，所以选择EL34做输出管比较合适。

同时由于功率输出级失真较大，需要引入负反馈。

2、确定电路程式。

输出级已经确定采用A1类单端放大，为了稳定起见，采用阴极自给偏置提供栅极所需要的偏置电压。

查手册可知EL34满功率输出需要推动电压8.2Vrms，设输入音频信号为0.5Vrms，则电压放大级需要16.4倍放大量。

由此可见采用三极管做一级共阴放大即可满足要求。

由于满功率输出时EL34功率管失真达10%，需要施加一定量的负反馈，故设定电压放大级电压增益Au＝32倍。

满功率输出8W在8欧姆负载上电压有效值Uo＝8Vrms，输入电压0.5Vrms，整机闭环增益Kf＝16倍。

3、功率级电路具体结构依照手册中EL34功放管A1类放大应用值数据和要求安排。

如图所示：

4、根据图示数据和要求，做出功率放大级单元电路，如图所示：

实际取Rk＝200欧姆

由于流过Rk的电流包括帘栅极电流和屏极电流，Ik＝83+13＝96mA

保守计算设Ik＝100mA，则Rk实际承受功率P＝Ik·Ik·Rk＝0.1A×0.1A×200Ω＝2W

为了长时间工作保证稳定，选取标称功率5W的电阻阴极旁路电容耐压为了安全起见，选取两倍于阴极电阻两端的电压值。

阴极电阻两端电压值Uk＝Rk·Ik＝96mA×200Ω＝19.2V，取系列耐压值50V的电解电容

阴极旁路电容的容量依据功放工作最低截至频率而定，

设最低截至频率fL＝20Hz，则Ck不应小于如下公式计算值：

Ck≥3/2π·fL·Rk＝3/（2×3.14×20×200）＝0.00012F＝120uF

这里取Ck＝330uF

功率输出级电压增益：

Au1＝1（计算略）5、电压放大级计算。

已经设定电压放大级增益Au≥32倍，通常选择电压放大管u＝2·Au＝64，查手册12AT7放大系数u＝70，符合要求。

故选择12AT7做电压放大管。

常用负反馈引入方法如图所示：

为电压串连负反馈，反馈回路由Rf和Rk2组成，反馈系数β=Rk2/Rf

同时注意到为了引入整机的电压串连负反馈，Rk2同时引入了电压放大级本级的电流串连负反馈，在计算电压放大级时要一并考虑。

电压放大级电路结构如图所示：

查手册得12AT7参数，内阻ra＝10K，放大系数u＝70

设定供电电压为Ea＝250V，通常屏极电阻Ra为内阻得2－10倍，这里选取Ra＝24K

功率放大级计算时已确定EL34栅漏电阻Rg＝240K，10倍于Ra，可以忽略不计

故电压放大级交流负载电阻R‘L＝Ra＝24K

利用手册上12AT7特性曲线图做静态分析（具体方法参见电压放大级分析，此处略），

得出12AT7静态工作点，栅偏压Ug＝－1V，屏压Ua＝124V，屏流Ia＝5mA

作图中得出最大输出峰峰值电压Upp已远大于EL34满功率驱动电压峰峰值，故无需验证。

电压放大级增益计算，Au2＝35倍，满足预先要求得32倍整机开环增益，Ko＝Au1·Au2＝1×35＝35倍

整机需要闭环增益根据前述，已经计算得Kf＝16倍，反馈系数β＝1/Kf－1/Ko≈0.03

反馈电阻Rf＝Rk1/β＝200/0.03＝6.6K，选取Rf＝6.2K耦合电容C应该满足系统低频下限

C≥3/2π·fL·Rg＝1/（2×3.14×20×240K）＝0.1uF，取0.22uF，耐压应大于本级直流供给电压，采用400V耐压系列。

电源部分设计各类资料介绍较多，不做详细计算。

整机电路如图所示：

各项验算工作从略。

推挽放大电路也有由各单元级组成，其工作原理是相同的，作为简易设计也比较容易，不再举例。

关于输出变压器的选择：

输出变压器是为了电路服务的，只有针对某一电路设计的输出变压器，而没有什么输出变压器可以同时套用几个电路，即使它的初级阻抗一致。

在其他参数一定的情况下，输出变压器的分布电容基本和漏感成反比，是一对矛盾。

而不同的电路，不同的功率管所需的输出变压器初级电感量必然是不同的常见的误区是：

不结合电路和所用功率管，只讨论输出变压器是不合理的。

在相同的低频参数指标下，低内阻的300B只需要10－20H初级电感量就可以满足要求，而此时的6P3P却需要几十H的电感量，所以两者的分布参数也必然不同。

对于低内阻管而言，所需初级电感量小，影响高频的主要因素是漏感

对于高内阻管而言，所需初级电感量大，影响高频的主要因素是分布电容。

这点在设计输出变压器的时候必须考虑，所以脱离电路谈输出变压器基本是没有意义的。