卫星线路分析计算.docx
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卫星线路分析计算
卫星线路分析计算（总15页）
第五章卫星链路设计
卫星通信网络一般由多个地球站互相通过一个或多个卫星而组成。
在无线链路设计时，需要考虑传递信息的质量、数量和实际限制，如经济和技术状态之间，需要经过多次平衡。
例如，如果要求以很高质量传递大量信息，可能会出现无法接受的高价格。
链路设计中需要考虑的因素有工作频率、传播效应、可以接受的卫星/地面终端的复杂性（影响价格）、噪声影响和规章要求等。
第一节基本线路分析
一、有效全向辐射功率
二、功率通量密度
表示发射功率经过空间传播到达接收点后，在单位面积内的功率。
对于地面通信系统来说，常用功率通量密度来衡量该卫星系统是否需要与其它通信系统进行协调。
对于卫星通信系统而言，常用饱和通量密度来表示转发器是否工作在饱和状态。
卫星转发器饱和通量密度Ws是指：
为使卫星转发器单载波饱和工作，在其接收天线的单位面积上应输入的功率。
它反映了卫星转发器的灵敏程度。
功率通常密度WE的表达式为：
或者用SFD表示
式中PT为天线的发射功率（W）；GT为天线的发射增益；d为自由空间传播距离（m）。
三、自由空间传播损耗
电波在自由空间传播时不产生反射、折射、吸收和散射现象，也就是说，总能量并没有被损耗掉。
但是，电波在自由空间传播时，其能量会因向空间扩散而衰耗。
因为电波由天线辐射后，便向周围空间传播，到达接收地点的能量仅是一小部分。
距离越远，这一部分能量越小，如同一只灯泡所发出的光一样，均匀地向四面八方扩散出去。
显而易见，距离光源越远的地方，单位面积上接收到的能量也越少。
这种电波扩散衰耗就称为自由空间传播损耗。
假定发信设备位于球体中心，使用无方向性天线，以功率Pt向周围空间辐射电磁波，天线增益为GT，距离为d时接收点B的单位面积上的平均功率为
由天线理论知道，一个各向均匀辐射的天线，其有效面积为：
这样，一个无方向性天线在B点收到的功率为
还可写成
传播损耗为：
或
当距离d以km为单位，频率f以GHz为单位时
当频率f以MHz为单位时
四、接收信号功率
接收信号功率为：
该式是卫星通信线路中的上行或下行的接收信号功率的基本表达式。
它对任何一种理想通信线路都适用，故通常称为通信距离方程。
他代表通信线路的极限性能，决定了极限通信距离。
当然，实际上由于种种原因，通信距离是达不到这么远的。
例：
一颗卫星在4GHz时通过一副18dB增益天线，发射25W功率。
网络中一个地球站，用一副直径为12m的天线（η=65%）来接收，试确定：
（1）地球站的接收天线增益；
（2）传播损耗；
（3）假定从卫星到地球站的距离为40000km，求这个地球站的功率通量密度；
（4）在地球站天线输出处收到的功率。
如工作频率改为，重复上述计算，并比较结果。
解：
Pr=+当f=时，结果为：
G=
L=
SFD=m2
Pr=
比较上述结果。
天线增益G随着频率的增加而增大，但是传播损耗也增大，所以接收的功率通量密度和功率不变，因为损耗的增加补偿了天线增益的增加。
结论：
卫星链路对频率的变化是不敏感的。
但是从技术和经济因素，只对一定的频率范围感兴趣。
例如对于VAST或卫星直播电视（DTH），希望地球站的价格尽可能低，使用小口径天线。
对于给定直径的天线，已知在高频时天线增益会增大，我们限制天线直径以满足技术和价格要求时，由于在较高频率能获得较大增益，因此，卫星上使用相对小和简单的天线，就能发射高的EIRP；同时地面上也能使用小口径高增益天线。
为此，将频率扩展到11~14GHz作广播和商业用，这是一个原因，而且运行在30/20GHz的系统数目也在增加。
由此可以得出结论，虽然卫星链路对频率变化是不敏感的，但是另一些因素也会影响使用频率的选择。
通常，对各类业务和应用，有一个最佳的频率范围（这里没有考虑降雨衰减）。
卫星通信工作频率的选择，是一个复杂的过程，受到多种因素的影响。
五、载噪比的计算
决定一条卫星通信线路传播质量的最主要指标是接收系统输入端的载波功率与噪声功率的比值，简称载噪比，常用C/N表示。
它与通常的信噪比（S/N）没有本质的区别。
只是更具有一般意义。
调频波各频率分量功率的总和等于未调载波的功率，数字键控信号的平均功率也等于未调载波的功率，因此用载波功率来表示信号的功率，就具有一般意义，可以不考虑具体的调制制度。
接收机输入端的折合噪声功率为N=KTB，式中T为接收机等效噪声温度。
则接收端的载噪比可用下式计算：
用分贝表示为：
用dB表示：
所以
为了运算方便，常采用载波功率与等效功率谱密度的比值（C/no）或载波功率与等效噪声温度之比C/T，这样可以把带宽这个因素去掉，甚至把常数k去掉。
它们之间的关系是：
C/N=C/n0-B
C/N=C/T+
上式同样适用于卫星通信的上行和下行线路。
设卫星上接收到的载噪比为（C/N）u，它被卫星通信接收机放大，进行下变频，然后送到TWTA进行功率放大，由卫星天线重新发回地球。
由卫星天线转发后的EIRP为EIRPs，载噪比为：
C/N=（C/N）u，噪声功率为
接收地球站收到的载波加噪声为C（t）+N（t）+Nd（t），这里C（t）和N（t）分别是上行的载波和噪声功率经卫星转发并传播衰减后的形式，Nd（t）是附加的均值为零的下行加性白噪声，它同样使接收信号恶化。
接收地球站的载波功率与上面相同，为
伴随的下行噪声功率为：
下行附加噪声功率仍按照Nd=kTB给出，则在接收地球站，总的噪声功率为：
整个卫星线路的载波比为：
所以
上式是分析卫星线路的基本方程，它是在假定卫星转发器只起频率转换作用的情况下得出的。
在这种卫星转发器中，上行噪声直接加到下行噪声上，且认为上行线被耦合到下行线上。
由式可见，如果（C/N）u>>（C/N）d，则C/N≈（C/N）d，在这种情况下，认为卫星线路是下行线受限制，这是卫星通信的常见情况。
当出现相反情况，即（C/N）u<<（C/N）d，则C/N≈（C/N）u，则认为卫星线路是上行线受限制。
在线路分析中，到达卫星处的载波EIRP或功率通量密度，和卫星重发载波的EIRPs，通常是相对于转发器TWTA的工作点给出的。
TWTA输出功率最大的工作点称为饱和点。
此时，如果TWTA的输入功率在进一步增大，则输出功率不仅不再增大，而且要减小。
多数情况下，TWTA工作在低于饱和点处，以避免非线性失真产生交调分量，特别是在同一转发器放大多载波信号时。
设BOi和BOo是TWTA的输入和输出回退量，它定义为
另外还要考虑天线指向损耗。
例：
某Ku波段（14/12GHz）的卫星系统，它以TDMA方式工作，采用QPSK调制，系统参量如下：
载波调制参数
比特率：
60Mbps
噪声带宽：
36MHz
卫星参数
天线增益噪声温度比：
K
卫星饱和EIRP：
44dBw
TWTA输入回退量：
0dB
TWTA输出回退量：
0dB
地球站参数
天线直径：
7m
发射天线增益（14GHz）：
接收天线增益（12GHz）：
进入天线的载波功率：
174W
最大的上行和下行距离：
37506km
跟踪损耗：
（上行）和（下行）
系统噪声温度：
160k
根据这些参数，计算载噪比。
解：
上行：
EIRP=10lg174+=80dBw
L=+20lgd+20lgf=+20lg37506+20lg14=
B=10lg36*106=
C/N=80+天线跟踪损耗）=
下行：
G/T==k
L=+20lgd+20lgf=+20lg37506+20lg12=
C/N=44+总载噪比：
六、门限载噪比
含义：
为保证用户接收到的话音、图像和数据有必要的质量，接收机所必须得到的最低载噪比。
也就是说，这时对接收机收到的信号进行解调后能有起码的信噪比或误比特率。
为了保证接收机可靠的工作，必须要求接收到的C/N在门限值以上，并有一定的余量。
对于模拟制信号通常用信噪比（S/N）表示传输质量的好坏。
在设备一定的情况下，S/N取决于解调器输入端的载噪比。
右图是调频制解调器输出信噪比与输入载噪比的关系曲线。
当C/N小于一定值后，S/N急剧下降，称为门限效应。
在通信理论中，通常把曲线从线性变化趋势下降1dB的点称为门限点，而对应的C/N或C/T称为门限电平或门限载噪比。
对于数字通信，用误码率表示传输质量。
采用不同的调制解调方式，达到相同的误码率所需要的每比特信号能量Eb与噪声功率谱密度n0的比值是不同的。
与所要求的误码率相对应的Eb/n0也称门限电平，用（Eb/n0）th表示。
设每比特的持续时间为T，传输速率为R，则
Eb=CT=C/R（R=1/T）
所以C/n0=EbR/n0
用dB表示为：
C/n0=Eb/n0+R
C/N=Eb/n0+R-B
与解调器输入端门限电平（Eb/N0）th对应的由上式决定的载噪比也称门限载噪比。
七、再生型转发器计算公式
上面讨论的是目前广泛使用的透明型转发器，卫星上没有信号处理能力。
20世纪90年代以来，部分发达国家已先后发射多颗再生型卫星。
这种卫星具有很强的星上信号处理能力，是今后卫星的发展方向。
在这种转发器中，链路的各个部分是彼此独立的。
因此误比特率为
式中，Peu和Ped分别对应于上行和下行链路的误比特率。
第二节干扰分析
任何一个通信系统都会受到各种各样的干扰，利用基本线路方程，可以分析这些干扰对上行和下行线路的影响。
为了做到这点，必须假定所有的干扰都是高斯型的，且是彼此无关的广义平稳随机过程。
一、载波噪声干扰比
设i（t）是上行线中附加的干扰信号，它的功率为I，则载波噪声干扰比为：
C/（N+I）=C/N’
总的载波噪声干扰比为：
公式中C/N=卫星线路的总载噪比，而C/I为卫星线路的总载波干扰比。
该方程是卫星系统工程中使用最广泛的方程。
一旦调制方式确定以后，就可利用总的载波噪声干扰比来预测线路的性能。
在数字卫星通信系统中，性能用平均比特误码率衡量，它是线路载噪比的函数。
上述结果适用于高斯型干扰的情况，对于非高斯型干扰，必须满足一定的条件，才能应用该公式。
即当干扰为非高斯型，而且其中没有一个干扰起主导作用时，由中心极限定理可知，它们的联合概率密度接近具有零均值的高斯密度函数，方差等于各个方差之和。
因此它们的作用可以近似等效为一个加性噪声的作用，产生与高斯干扰情况相同的载波干扰比。
卫星通信系统中，对干扰的分析极为重要。
在国际上，一个新建的卫星系统，对任何类型的现有卫星系统的干扰都不允许超过容限，下面就讨论这些干扰的情况。
二、卫星通信中常见的几种干扰
1.来自邻近卫星通信系统的干扰
由于同时有许多个卫星通信系统同频率工作，加上地球站和卫星天线方向图旁瓣效应的存在使得各卫星通信系统相互之间会产生同频干扰。
分析图所示的两个卫星系统A和B之间的卫星链路和干扰途径（虚线所示）。
设A是现有的卫星系统，B是准备新建的卫星系统，则发送地球站A2和接收地球站A1之间的卫星链路，将受到两种干扰源的影响，即来自系统B中地球站的上行干扰信号和来自系统B中卫星的下行干扰信号。
这两种干扰源引起的总载波干扰比，即为新建卫星系统B对邻近卫星系统A产生的干扰。
如果我们将A和B互换，则上述情况表示由邻近卫星系统B对新建的卫星系统A产生的干扰。
国际上的有关章程规定，相对峰值归一化（1或0dB）的副瓣包络电平如下：
式中θ是天线偏轴角（o）。
例如，在θ=2o处，副瓣包络电平必须小于。
因此，当天线峰值增益为50dB时，在θ=2o处的副瓣电平最大应比轴向增益低。
为了求出某地球站天线副瓣进入到邻近卫星的干扰功率，需要知道从地球站看两颗静止卫星之间的角度间隔。
θ：
从地球站看，两颗静止卫星之间的角度间隔。
β：
两颗静止卫星之间的角度间隔，
，其中θSA和θSB分别为卫星A和卫星B的经度。
di：
地球站和卫星i（i=A、B）之间的距离。
d：
两颗卫星之间的距离。
有如下关系：
从上面两个公式，可得：
如果工作在C波段的卫星间的最小间隔为2o，东西方向位置保持精度为±o，则在最坏情况下的轨道间隔为o。
上行干扰功率为：
式中EIRP′为干扰信号在被干扰卫星A方向的EIRP；fu′为上行干扰频率；du′为被干扰卫星A和干扰地球站B1之间的上行距离；Gu′为被干扰卫星A的天线在地球站B1方向的增益。
则从地球站A2到卫星A的上行载波干扰比为（假定fu′≈fu，du′≈du，这接近实际情况）。
或者用分贝表示为：
用功率通量密度SFD表示为：
若假定式中的副瓣包络电平以0dB为标准，则参数EIRP′和Pfd′可以分别用地球站B运行时的EIRP*和Pfd*表示：
可得：
或
类似地，从卫星A到地球站A1的下行载波干扰比为：
式中，EIRPs为卫星A在地球站A1方向的EIRP；EIRPs′为干扰卫星B在地球站A1方向的EIRP；G为地球站A1的接收天线在卫星A方向的增益。
邻近卫星引起的总载波干扰比为：
2.地面微波系统的干扰
分配给卫星通信的6/4GHz同时用于地面微波线路。
这些频段的地面微波网络多年来已经发展成为一个巨大的、复杂的网络。
在发达国家的人口稠密地区，地面线路已十分拥挤，以至装一个地球站都困难。
由于地球站接收4GHz频带的信号，所以它对来自地面传输的4GHz微波干扰也很敏感。
此外，地球站以6GHz频带发射，因而也对使用6GHz频段接收的地面微波系统产生干扰。
地球站和地面微波系统间的相互干扰量是载波功率、载波谱密度和两载波间频率差值的函数。
地面收到的卫星信号带宽内的干扰功率，决定于地面干扰载波的谱密度。
对窄带发送地球站进入到地面微波系统的干扰，仍可用类似的方法描述。
干扰数量与干扰载波频率和地面载波频率的间隔有关。
这种干扰是无法避免的，通常采用限制双方功率的方法来降低这种同频干扰。
国际上规定，对于地面微波通信系统，要求在卫星载波40kHz的带宽内，其功率谱密度低于地球站接收功率谱密度25dB。
进入地面微波系统的干扰功率基准为-154dBw/4kHz，并且干扰功率达到这个值的时间不许超过20%；或干扰功率基准为-131dBw/4kHz，且达到这个值的时间不超过%。
3.正交极化干扰
为了充分利用频谱资源，卫星通信系统中常采用极化隔离频率复用技术，它是指两个波束的指向区域可能是重叠的并且使用相同的频率，但通过使用不同的极化方式来实现信号之间的隔离，即一个信号用水平极化，另一个信号用垂直极化；或一个信号用右旋圆极化，另一个信号用左旋圆极化，各自传递各自的信息。
由于极化的不完全正交造成的干扰称为交叉极化干扰（CPI），即能量从一种极化状态耦合到另一种极化状态引起的干扰。
由于地球站和卫星天线的有限的交叉极化干扰鉴别度（XPD）和降雨等引起的去极化效应，本来应该完全正交的信号波在接收时就可能不完全正交，即不同极化方式的信号之间会相互产生干扰。
正交极化鉴别度的定义为对同一入射信号，收到的主极化功率对正交极化功率的比值。
因此当两个极化信号功率相等时，正交极化隔离度就表示载波对正交极化干扰的比值。
高质量天线沿着天线轴可以获得30~40dB的正交极化鉴别度。
卫星线路的净正交极化鉴别度，是地球站天线和卫星天线在上行和下行线的组合效果。
设Xe和Xs是对应地球站天线和卫星天线的正交极化鉴别度。
则最小净线路正交极化鉴别度为
例如，Xe=33dB和Xs=33dB时，Xmin=27dB。
最小净线路正交极化鉴别度，表示最坏情况下的载波正交极化干扰比C/I=Xmin，可以用该式作为附加干扰源，以得到总的载波噪声干扰比。
4.邻道干扰
邻道干扰（ACI）是一种来自相邻或相近信道的干扰。
产生邻道干扰的主要原因有两个：
相邻信道间隔太小和滤波不完全造成的。
在一个通信系统中，一般包括多条信道，并且通常用滤波器来分隔不同的信道。
对于频率资源较紧张的卫星通信系统来说，为充分利用频带，相邻信道之间的间隔（即保护频带）可能比较小，因此，滤波器不可能把邻近信道的信号完全滤掉，因此，会在一条信道中出现邻近信道的信号，造成邻道干扰，
其它站的寄生发射。
对于工作频带相近的地球站来说，其发射机的寄生发射可能会落入其它站的接收频带内，从而造成邻道干扰。
通常用规定地球站的轴外方向图来限制这类干扰。
5.共信道干扰
为了充分利用卫星的频率资源，现代卫星通信系统很多采用频率复用技术，即把已有频段再使用一次，这相当于把频带扩展了一倍。
这种复用技术采用波束隔离的方法，即分别指向不同区域的两个波束传递各自的信息，但使用相同的频带，通过天线的方向性来实现不同波束之间的隔离。
由于天线方向图的旁瓣效应，两个波束之间不可能完全隔离，因此会相互产生干扰，这种干扰称为共信道干扰（CCI）。
交叉极化干扰也属于共信道干扰。
6.码间串扰
这种类型的干扰不是来自外部源，而是信道内部产生的。
在数字通信中，每个信息比特在发送前都要进行脉冲成形，成形的结果是每个比特都在时间上被展宽，不同的滚降性能在相邻比特时间内产生不同大小的残余波形，从而造成与其它比特波形的重叠，产生所谓的“码间串扰”。
根据奈奎斯特准则，对于数据速率为R、占用信号带宽不小于R/2的线性信道，其码间串扰是可以消除的。
然而实际情况并不这样。
由于每个数字传输系统只能具有有限的带宽，并且传播过程中会遭受各种传播损伤，因此，接收信号中肯定存在波形失真并且迭加有干扰和噪声。
任何一条随机信道的幅度和相位频率响应特性都不可能是完全线性的，必然存在或多或少的失真。
因此码间串扰是不可能完全消除的，从而影响系统的性能。
此外，对于FDMA方式，存在交调干扰。
对于CDMA方式，存在多址干扰。
第三节大气损耗和降雨衰减
当无线电波在大气中传播时，要受到电离层中自由电子和离子的吸收，受到对流层中氧分子、水蒸气分子和云、雾、雨、雪等的吸收和散射，从而形成损耗。
这种损耗与电波的频率、波束的仰角，以及气候好坏有密切关系。
一、晴天的大气损耗
在以下，电离层中的自由电子或粒子的吸收在信号的大气损耗中起主要作用，频率越低这种损耗越严重，时损耗为100dB；而工作频率高于时，其影响可以忽略。
卫星通信中工作频率几乎都高于，故卫星通信系统设计时可不考虑这部分损耗。
当无线电波通过对流层时，会受到对流层中氧分子、水蒸气分子和云、雾、雨、雪等的吸收和散射，从而形成损耗。
对流层对卫星通信的影响，在频率低于10GHz，仰角在5°以上时影响可忽略（仰角较大时，电波通过大气层的途径较短），但当频率高于10GHz时必须考虑。
在15~35GHz频段，水蒸气分子的吸收占主要地位，峰值在处；在15GHz以下及35~80GHz，氧分子吸收损耗占主要地位。
二、降雨衰减
降雨衰减与两个基本参量有关：
降雨强度Rp（mm/h），出现的时间概率（P%）。
为了进行降雨衰减预测，已经提出了多个全球气候模型。
根据多年的降雨统计资料，将全球划分为极区、温带、热带、大陆性、海洋性、潮湿、干燥等8类地区，即A、B、C、…、H等。
某类地区（如温带大陆性气候的D类地区）在地球上面积较大，又细分为D1、D2、D3三个小区，分别用图形和表格列出它们的出现时间概率和Rp数值。
如表。
由于世界各地降雨量、降雨概率差别很大，后来ITU又进行了雨区划分，将全球分为A、B、C、…、Q等15个区域。
我国各地属于C、E、F、K、N五个区，其中东南地区位N区，中部大部分地区位K区，各雨区的降雨强度与年时间百分比如表。
我国电波传播研究人员多年来在这方面也进行了大量工作，得出很多有用的数据。
%时间百分比与降雨强度分布等值线图。
设降雨衰减为Lr（dB），影响Lr的因素有：
降雨区垂直高度H，仰角E或D（表面投影线长度），雨量大小或工作频率。
ITU推荐的降雨衰减计算公式为：
为雨区单位长度衰减（dB/km），系数a、b与工作频率、雨点大小、极化方式等有关，数值给出如P212。
Le为通过雨区的有效长度（km），它与降雨云层厚度、降雨区范围、地球站天线仰角等数值有关。
三、降雨衰减的其他影响
1.对系统噪声温度的影响
降雨除直接使信号功率下降外，还大大增加天线的噪声温度。
由于天线噪声温度是天空噪声温度的函数，故降雨在效果上增大了地球站的系统噪声温度。
令Tr表示雨点温度，Lr表示降雨衰减，那么带宽B内的有效噪声功率就是kTrB。
通过衰减因子为Lr的雨区后，噪声功率为kTrB/Lr。
雨吸收的功率为kTrB（1-1/Lr），因此由衰减因子Lr引起的噪声温度为
如果衰减Lr很大，则ΔT近似等于雨点的温度Tr。
实际上雨点温度通常取273K。
降雨引起的噪声温度增量，将直接附加到地球站噪声温度上，进一步降低了下行线的载噪比。
但是，由降雨引起的噪声温度的增大并不会影响卫星的系统噪声温度，因为它的天线总是对着290K的热地球。
2.降雨对C/N、C/I的影响
上行区下雨：
衰减Lr,u
下行区降雨：
衰减Lr,d；G/T变为G/（T+ΔT）
3.降雨衰减引起的极化效应
由于空气阻力和雨滴自身有重量，因而实际雨滴的形状不是圆球而是稍成扁平状。
如果入射无线电波的极化面与雨滴长轴方向重合，则产生的相移与衰减最大；如果与雨滴短轴方向重合，则产生的相移与衰减最小。
这样，当一个线性极化波以夹角入射到此扁平的雨滴，并且极化面与主轴方向夹角，通过雨滴后的电波就不再是线性极化而是变成有一定倾角的椭圆极化波了。
类似地，圆极化波通过这种变形的雨滴后也呈现为椭圆极化波，它所形成的交叉极化分量则是与原来圆极化波的旋转方向相反的。
椭圆极化波可以分解为两个振幅不等且旋转方向相反的圆极化波。
所以，电波通过雨滴不仅损耗能量、并且产生交叉极化分量，导致XPD降低，进而C/I降低。
四、解决降雨衰减的方法
1.途径分集
或者空间分集。
在20GHz时的降雨衰减可能大大恶化卫星线路，每年中有很多小时，可能碰到衰减超过10dB情况。
为了克服由此导致的通信中断问题，一个办法是利用途径分集（空间分集），即将两个地球站放在彼此间隔5~30km以外。
这是因为引起严重衰减的大暴雨在空间范围上是有限的，所以严重的降雨衰减在相距较远的两个地球站之间是互补相关的。
2.上行功率控制
虽然途径分集在对付降雨衰减问题上是有效的，但却不经济，因为它要求有较多的投资来建设附加的地球站，对只有一个载波的TDMA系统，卫星转发器高功放可以工作在饱和点或接近饱和点，因此上行功率控制方案很有吸引力。
上行功率控制是利用改变地球站发射功率的方法，防止卫星通量密度在存在上行降雨衰减时下降到某一电平以下，此电平是保证线路规定性能的最低电平。
为了做到这点，地球站需要相当准确地知道上行衰减，以便卫星上的通量密度不致过大。
3.加信道编码纠错
第四节卫星系统的可用度和实际实例
一、卫星系统的可用度
降雨衰减和正交极化干扰可能大大降低卫星链路的载噪比和载波干扰比，对数字卫星链路，这意味着平均误码率要增大。
降雨衰减是利用信号衰减和/或正交极化隔离度下降表示的，他会使一年终有p%中断时间问题，在这段时间中，平均误码率超过规定值Pb（Pb为规定门限值）。
由于卫星链路包括上行线和下行线，所以中断时间是上行线中断时间、下行线中断时间和联合中断时间之和。
联合中断时间比上行线和下行线中断时间之和，在数量上小几个数量级，实际上，当上行中断时间和下行中断时间都很小时，不大使用联合中断时间。
如果一年中的时间百分比p中，误码率超出Pb门限值，则链路中断。
这时，链路可用的平均概率，或链路可用概率为
通常定义系统的可用度为从发送地球站经过卫星，再到接收地球站的整个系统的可用度。
如果地球站故障和链路故障是互相独立的，则系统可用度为
式中，PA1为发送地球站发送端的可用度，PA2为接收地球站接收端的可用度，PAL为链路可用度，PA
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