pwm逆变电路的应用.docx
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pwm逆变电路的应用
《电力电子技术》课程大作业
设计题目：
PWM电路的应用
学生所在系部：
电子工程系
学生所在专业：
自动化
学生所在班级:
学生姓名：
####
学生学号：
#####
任课教师姓名：
大作业成绩:
PWM逆变电路的应用
一、摘要
随着控制技术的发展和对设备性能要求的不断提高，许多行业的用电设备不再直接接入交流电网，而是通过电力电子功率变换得到电能，它们的幅值、频率、稳定度及变化形式因用电设备的不同而不尽相同。
如通信电源、电弧焊电源、电动机变频调速器、加热电源、绿色照明电源、不间断电源、充电器等等，它们所使用的电能都是通过对电网能进行整流和逆变变换后所得到的。
因此，高质量的逆变电路已成为电源技术的重要研究对象。
采样控制理论中有一个重要结论：
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
PWM控制技术就是以该结论为理论基础，对半导体开关器件的导通和关断进行控制，使输岀端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。
按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输岀电压的大小，也可改变输岀频率。
PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能
实现。
直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的岀现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用。
随着
电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展。
PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻。
现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM逆变电路。
可以说PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。
—、基本设计指标：
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
冲量指窄脉冲的面积。
效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。
低频段非常接近，仅在高频段略有差异。
fo
/（0
d）
b）
图1-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
1.面积等效原理
分别将如图1-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图1-2a所示。
其输出
电流i（t）对不同窄脉冲时的响应波形如图1-2b所示。
从波形可以看出，在i（t）的上升段，i（t）的形
状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。
脉冲越窄，各i（t）响应波形的差异也越小。
如果周期
性地施加上述脉冲，则响应i（t）也是周期性的。
用傅里叶级数分解后将可看出，各i（t）在低频段的
特性将非常接近，仅在高频段有所不同。
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，
宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。
上述原理可以称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。
下面分析用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。
图1-3可以看到把半波分成N等份,
就可以把正弦半波看成N个彼此相连的脉冲序列组成的波形，然后把脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使它们面积相等，就可以得到脉冲序列。
根据面积等效原理，PWM波形和正
弦半波是等效的。
b）
a）
图1-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
a）
nt
图1-3用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。
2.PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。
逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。
2.1计算法和调制法
2.1.1计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路
开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。
缺点：
繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化
2.1.2调制法
输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等
腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波
相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM勺要求。
调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也
能得到等效的PWM波。
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：
设负载为阻感负载，工作时M和V2通断互补，V3和V4通断也互补。
控制规律：
U0正半周，V通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压u正半周，电流有
一段为正，一段为负，负载电流为正区间，Vi和V4导通时，U0等于Ud,V4关断时，负载电流通过
Vi和Vd3续流，Uo=O,负载电流为负区间，io为负，实际上从VD1和Vd4流过，仍有Uo=Ud,V4断，V3通后，io从V3和Vdi续流，Uo=0,Uo总可得到Ud和零两种电平。
Uo负半周，让V2保持通，Vi保持断，V3和V4交替通断，Uo可得-Ud和零两种电平。
信号波
载波
图2-1单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。
ur正半周，V
保持通，V2保持断，当Ur>Uc时使V4通，V3断，Uo=Ud，当Ur=0。
U「负半周，V保持断，V2保持通，当UrUc时使V3断，V4
通，Uo=0,虚线Uof表示Uo的基波分量。
波形见图2-2。
tAI1I/
TTr—rAn门敢
图2-2单极性PWM控制方式波形
防直通死区时间:
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号
的死区时间。
死区时间的长短主要由器件关断时间决定。
死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍
稍偏离正弦波。
特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）
计算法中一种较有代表性的方法，图2-3。
输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和
n）,共6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：
u（t）u（t）（2-1）
其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以n/2为轴线对称。
U（t）U（t）（2-2）
四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：
u（t）ansinnt
n1,3,5,…
7T
1
2tl
%
r
*
at
a3共3个时刻。
该波形的an为
a2（
（2
确定a1的值，再令两个不同的an=0,就可建三个方程，求得a1、a2和a3。
消去两种特定频率的谐波：
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得
如下联立方程：
2U.
a1
（1
2cos1
2cos2
2cos3）
（2-5）
a5
2Ud
5
（1
2cos51
2cos52
2cos53）0
（2-6）
a7
2Ud
（1
2cos71
2cos72
2cos73）0
（2-7）
给定ai，解方程可得ai、a2和a3。
ai变，ai、a?
和a3也相应改变。
一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可
控，除用一个控制基波幅值，可消去k-1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。
3.调制方式
比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：
3.1异步调制
异步调制一一载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。
在信号波的半周期内，PWM波的脉冲
个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。
当
fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，
一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。
因此，在采用异步调制方式时，希望采用较
高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。
3.2同步调制
同步调制一一N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相，公用一个三角
波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。
当N=9时的同步调制三相PWM波形如图3-1所示。
fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器难以承
受。
为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。
把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。
在fr高的频段采用较
低的N,使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低。
图3-2分段同步调制一例，为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图3-2分段同步调制方式举例
4.PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量。
谐波频率和幅值是衡量路性能的重要指标之一。
分析方法：
PWM逆变电
再利用
不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基础,贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂，结论却简单而直观。
4.1单相的分析结果
4-1。
其中
不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图
所包含的谐波角频率为nckr
n=2,4,6,…时，k=1,3,5，…。
3c,及其附近的谐波，以及23c、33c等及其
3c的谐波分量。
图4-1单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
式中，n=1,3,5，…时，k=0,2,4,…；可以看出，PWM波中不含低次谐波，只含有角频率为附近的谐波。
在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为
4.2三相的分析结果
三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压
的频谱图如图4-2。
在输出线电压中，所包含的谐波角频率为
nckr
式中，n=1,3,5，…时，k=3（2mM）±1,m=1,2，…；
n=2,4,6,…时,k=
6m+1,m=0,1，…；
6m-1,m=1,2，…。
3c整数倍的谐波被消
和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率去了，谐波中幅值较高的是3c±23r和23c±3r。
M.0
—>■j=0.5
c
.1
1
V
h1
iT
!
■
1
1
1
V」上,■
•
ii
1I
1
1
A
l-1
u±f|±4
0
if±3
0±2
£4
0
1
2
3
角频率O叫
图4-2三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：
一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。
5.提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力；减少器件的开关次数可以降低开关损耗；正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出相电压的基波幅值为Ud2，输出线电压的基波幅值为（•32）Ud，即直流电压利用率仅为0.866。
这个值是比较低的，其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。
采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低。
5.1梯形波调制方法的思路
当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。
为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。
s=0时梯形
波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。
梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波，低次谐波
（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为So
图5-1
随s变化的情况。
s=0.4时，谐波含量也较少，3约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。
uc^rU^rV
图5-2梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点：
输出波形中含5次、7次等低次谐波。
实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低次谐波；当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率。
图5-3s变化时的d和直流电压利用率
5.2线电压控制方式（叠加3次谐波）
对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。
目标一一使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。
在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。
合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
如图17。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。
图5-4加3次谐波的调制信号
5.2.1线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）
叠加Up,既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。
设三角波载
upmin（urU1,urV1,urW1）1（5-1）
则三相的调制信号分别为
urUurU1up（5-2）
urVurV1up（5-3）
urWurW1up（5-4）
参考文献
[1]王志良.电力电子新器件及其应用技术.北京：
科学出版社，1992
[2]黄俊，王兆安.电力电子变流技术（第3版）.北京：
机械工业出版社，1994
[3]赵良炳.现代电力电子技术基础.北京：
清华大学出版社，1997
[4]谢少军等.阶梯波合成逆变器的单脉宽调制调压技术研究.中国电机工程学报，2003
⑸吴保芳等•一种具有高频环节的SPWP变换电路的研究[J].电力电子技术，1997
器件
电力二极管4个，电源电压1个，电阻1个，电感1个，IGBT4个，调制电路1个
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