超声波语音通信的调制器设计毕业设计.docx

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超声波语音通信的调制器设计毕业设计

毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明

原创性声明

本人郑重承诺：

所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。

尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。

对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。

作者签名：

　　　　　日　期：

指导教师签名：

　　　　　日　　期：

使用授权说明

本人完全了解XX大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：

按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。

作者签名：

　　　　　日　期：

超声波语音通信的调制器设计

摘要：

随着语音通信技术的飞速发展，超声波语音通信由于其抗干扰能力强，在通信系统中越来越受重视。

本文基于Δ/Σ调制器模型，利用FPGA的AM调制技术对超声波信号进行采集和处理，在A/D转换器部分用ΣΔA/D转换器替代，利用FPGA硬件平台来实现了超声波语音信号的调制。

ΣΔA/D转换器利用过采样技术、噪声整形和数字滤波技术增加有效分辨率，其实质是以高速率换取分辨率，从而减小了实现高精度ΣΔA/D转换器的复杂性，有效衰减输出信号的带内量化噪声，提高了带内信噪比。

设计中将软件无线电的思想渗透其中，将原来运用模拟器件构建的电路都通过软件编程的方法来实现，增加了系统的灵活性。

系统的硬件电路由AM调制电路和功放电路组成。

在软件仿真时，利用QuartusII开发软件，采用VHDL和QuartusII内嵌的图表编辑器的原理图式图形输入法混合编程的方式，编写了各模块单元，在FPGA内部实现了调幅功能。

仿真结果符合信号调制要求。

关键词：

Δ/Σ调制器；超声波语音通信；FPGA；QuartusII

TheDesignofUltrasonicVoiceCommunicationsModulator

StudentmajoringinElectronicinformationscienceandtechnologyLeiYan

Tutor

Abstract：

Withtherapiddevelopmentofvoicecommunicationstechnology,becauseofitsstronganti-interference,ultrasonicvoicecommunicationgetmoreandmoreattentionincommunicationsystem.BasedontheΔ/ΣmodulatormodelandtheFPGAAMmodulationtechnologyofultrasonicsignalacquisitionandprocessing,thispaperuseΣΔA/DconverterinsteadingofA/Dconverterpartly,maketheFPGAhardwareplatformtorealizetheultrasoundmodulationofthespeechsignal.ΣΔA/Dconverterusesamplingtechnology,noiseplasticanddigitalfilteringtechnologytoincreaseeffectiveresolution,itsessenceisthehighrateforresolution,thusreducethehighprecisionΔA/Dconvertercomplexity,effectiveattenuationoftheoutputsignalwithinnerquantizationnoiseandimprovethesignal-to-noiseratiowithinner.Thedesignofsoftwareradiothoughtmakepenetrateofthem,foraconstructionofcircuitusingsimulatorsarethroughsoftwareprogrammingmethodtorealize,increasetheflexibilityofthesystem.Insoftwaresimulation,useQuartusIIdevelopmentsoftware,aVHDLandQuartusIIembeddedcharteditoroftheprincipleofmixingprogrammingschemagraphicsinputmethodway,writeeachmoduleunit,FPGAinternalrealizedtheattenuationfunction.Thesimulationresultsofsignalmodulationiswhatweaskfor.

Keywords:

Δ/Σmodulator;Ultrasonicvoicecommunication;FPGA；QuartusII

1绪论

1．1调制器的研究背景

自90年代初以来，对Sigma-Delta调制型ADC/DAC的研究，一直是国际上的一个研究热点。

随着集成电路设计进入系统芯片时代，由于Sigma-Delta调制型ADC/DAC的高精度的性能及其易于CMOSVLSI技术实现的优点，它已经成为用于系统级芯片的高性能的嵌入式ADC/DAC的主导技术和发展方向。

目前,在美国加州Berkeley大学，GrayPaulR和MeyerRobertG两位教授所领导的研究小组正在进行高集成度的模拟集成电路的研究,他们的主要研究方向包括射频集成电路芯片的设计、数据通信芯片的研制、模数转换芯片的设计以及模拟CAD技术，其中重点之一就是Sigma-Delta调制器在射频、通信和数据转换芯片中的应用和设计。

而德州仪器公司在收购Burr-Brown公司后，利用Burr-Brown公司的生产线即将推出一款高精度的24位的Sigma-Delta模数转换器。

基于这种情况下本文要做的是分析Δ/Σ调制器的工作原理及其在过采样率的信噪比分析。

如果在Internet网上搜索关于语音调制器的信息将有几十万项，中文网站也有近万条信息，但目前国内外对超声波的研究主要是测距、清洗和传感等方面，将超声波作为语音信号的载体来进行语音通信的比较少，究其原因主要是因为超声波衰减快、传输距离较近。

鉴于超声波语音传输的抗干扰性强等特点，将广泛应用于军事活动中；而随着社会的高速发展，电子产品的大量出现，超声波语音通信将会广泛用于日常生活中，如遥控器等。

1．2软件无线电原理及特点

无线电技术进行信息传输在现代电子应用中占有及其重要的地位,无线电通信、电视、雷达、遥控遥测等,都是利用无线电技术传输各种不同信息的方式。

在这些信息的传递过程中,都要用到调制技术。

所谓调制是在传送信号的一方将所要传送的信号“附加”在高频振荡波上,再由发送装置进行传送。

1．2．1软件无线电的基本原理

软件无线电的基本思想是以一个通用化、标准化、模块化的硬件平台为依托，通过软件编程来实现无线电台的各种功能，从基于硬件、面向用途的设计方法中解放出来。

功能的软件化实现势必要求减少功能单一、灵活性差的硬件电路，尤其是减少模拟环节，尽量在靠近射频天线端实现信号的数字化处理。

软件无线电强调体系结构的开放性和全面可编程性，通过软件的更新来改变硬件的配置结构，实现功能的扩展。

软件无线电主要由多频段宽带天线、射频前端、宽带A/DD/A转换器、可编程能力强的高速DSP及各种软件组成。

为了实现各个通信系统的互联互通,其中软件无线电的天线系统需要覆盖较宽的频段（一般2MHz~2GHz），宽带和良好的多功率射频转换能力，且要求每个频段的特性均匀。

射频前端模块主要完成信号的低噪声放大、滤波、功率放大等功能，宽带A/D、D/A转换主要实现中频或尽量靠近射频端的模拟信号和数字信号的相互转化，由于中频信号的带宽通常在十几兆赫兹到几十兆赫兹，因此这种数字化有别于一般工程中的模数变换，要求转换器具有相当宽的频带、很高的抽样频率、位数及一定的动态范围。

可编程的高速DSP处理器完成信号数字化后的各种处理，如变频、滤波、调制、信道编译码、信道和接口的协议与信令处理、加解密、抗干扰处理、以及网络监控管理等。

软件无线电系统的工作过程是：

在接收端宽带或智能天线将接收到的来自不同系统的各个频段的宽带的模拟信号，经射频前端滤波、低噪声放大、模拟下变频处理后送至宽带A/D变换器，在这里实现接收信号的数字化后送到可编程的高速DSP，通过加载各种软件来灵活实现各种宽带数字滤波、直接数字频率合成、数字下变频、调制解调、差错编码、信令控制、信源编码及加解密功能,最后将处理后的数据传送至用户端。

在发送端，通过类似接收信号处理的流程将数据通过天线发射出去。

利用在线和离线软件，可以实现通信环境的分析、管理以及业务和理想的软件无线电系统结构性能的升级。

1．2．2软件无线电的特点

（1）灵活性：

通过软件编程来改变其工作模式,包括可编程的射频频段宽带信号接入方式、可编程调制方式、编码等。

可通过软件工具来扩展业务、分析无线通信环境。

利用软件进行升级无需额外增加或修改系统硬件设备,可减少设备费用的开支，因而大大降低了整个网络的成本。

（2）开放性：

软件无线电采用模块化的结构，模块的物理和电气接口技术指标符合开放标准，在硬件技术发展时，允许更换单个模块，其硬件可以随着器件技术的发展而更新或扩展。

软件无线电不仅能和新体制电台通信，还能与旧体制电台兼容，延长了无线电台的生命周期。

（3）通用性：

多个信道享有共同的射频前端与宽带A/D、D/A变换器以获取每一信道的相对廉价的信号处理性能，即无需额外增加设备即可支持多种通信体制的并存，从而降低整个网络的成本。

1.3超声波原理和特性

超声波是以人耳能听到声波频率为基准，其频率高于20khz不可闻的声波称为超声波。

其最高频率可达到1011Hz。

超声波是机械波，在传播过程其能量可为介质吸收而衰减，特别值得一提的是超声波在空气中的衰减基本上与频率的平方成正比，同时受空气的温度和湿度影响很大，大致是湿度越低，衰减越大，这种影响随着频率的升高而越来越显著。

超声波在不同介质的分界面上将会发生反射和折射现象。

超声波的频率高、波长短，因而有如下特性：

（1）方向性好：

由于超声波频率高，波长短，衍射现象不显著，因此容易得到定向而集中的超声波束。

（2）同电磁波相比有较强的抗干扰和防窃听能力。

超声技术是一门以物理、电子、机械及材料学为基础的通用技术之一，世界上各国均重视对超声波技术在现代军事、医学、生活工业等领域中的应用研究。

超声技术是通过超声波产生、传播及接收的物理过程而完成的，它的应用研究正是结合超声波之独有特性而展开的。

超声波在军事上的主要应用是声纳和超声雷达，用来探测水下目标和探测云层高度及云层漂移的速度。

2Δ/Σ调制器

2．1Δ/Σ调制器

Δ/Σ调制器可简单分为一阶、二阶和高阶调制器和Δ/Σ级联调制器、多位Δ/Σ调制器。

一阶Δ/Σ调制器的结构框图如图2.1所示，在z域的表达式为：

2-1

其中X表示输入信号，E表示量化噪声，Y表示调制器输出信号。

式中可以看出，输出信号经过一个单位延时输出后，量化噪声相当于经过了一个低通滤波器，输出信号所包含的量化噪声大大衰减。

重点考虑调制器对量化噪声的调制，同时假设输入信号等同于Nyquist转换器时的输入信号，给出调制后的信噪比。

图2.1一阶x△调制器的结构框图

E（z）的频域表达式为

，0

其中fs表示采样频率，VLSB表示最小量化单位所对应的电压。

所以，

，表示把Z噪声转换成F域的计算。

我们在看一般情况，图2.2给出了最基本的过采样Δ/Σ调制器的结构图。

图2.2_Δ/Σ调制器结构

输入信号Xf（t）经过一个采样频率为fs的采样保持（S/H）得到Xs（n）的信号；再经过积分和量化输出离散信号Y（n），同时输出信号经过DAC转换反馈回输入端与Xs（n）相减，然后再积分和量化，完成对连续信号的调制。

与奈奎斯特ADCs相比，过采样Δ/Σ调制器通过采用过采样和噪声整形技术降低信号带内量化噪声达到了较高的转换精度。

由于量化器本身的有限阶数导致在量化过程中产生了量化误差，也称量化噪声[7]。

假设量化误差与输入信号不具相关性，量化噪声可表示为一个白噪声，其功率谱密度：

2-3

量化噪声功率、信噪比分别为

2-4

2-5

（其中fs为奈奎斯特频率，fb为信号频率，en为量化噪声，SNR为量化器步阶大小，N为精度）。

过采样技术就是采样频率以数倍的奈奎斯特频率进行采样，过采样率定义OSR=fs/fb。

图2.3给出了过采样下量化噪声的功率频谱密度（PSD），从中可知总噪声功耗不变,采样频率越高，噪声功率谱密度越小，带内噪声功耗也越小。

过采样有效地将量化噪声拉到高频，从而使信号带内噪声功耗大大降低。

提高过采样率可以提高转换精度，采样频率每增加一倍，信噪比将提高3dB，但是随着采样频率的提高，电路的设计将越来越苛刻。

为了避免过量增加采样频率，可使用噪声整形技术来有效提高转换精度。

噪声整形技术就是将输出信号反馈回输入端与输入信号相减，再通过积分器积分，量化器量化，以此来减少低频带内的量化噪声。

对于调制器经噪声整形之后可表现为：

在一阶的情况下量化噪声为

2-6

二阶情况下量化噪声为

2-7

三阶情况下量化噪声为

…,…2-8

依此类推可以构想出一个L阶情况下的噪声表达式，在Z域中表示为

，则噪声传输函数为

2-9

2-10

其中

。

由式2-8可得图2.4，图中阴影部分是经过噪声整形后带内的量化噪声。

噪声整形技术将大部分量化噪声拉到高频端，有效地降低了低频带内的量化噪声。

提高调制器的阶数或者OSR能减少带内噪声，达到提高转换精度的目的[4]。

图2.3_过采样下量化噪声PSD

图2.4_一阶噪声整形的NTF幅值

2．2级联Δ/Σ调制器

高阶Δ/Σ调制器可以采用低阶调制器（零阶、一阶、二阶）级联实现，从而从设计上保证了系统的稳定性。

级联调制器中前级产生的量化误差在后级被再次调制，然后在数字域进行误差抵消。

因此，在理想的级联结构中，只有最后一级调制器的量化误差出现在级联调制器的输出中，量化噪声整形的阶数等于级联各级的阶数之和。

级联Δ/Σ调制器的结构通常采用各级阶数的序列来表示，例如，二阶调制器和一阶调制器级联构成的三阶结构称为2-1级联结构，其中积分器传输函数为

2-11

级联调制器能够实现几乎理想的噪声差分传输函数（除了误差增益因子p），而不需考虑稳定性问题。

此外，第二级调制器输入信号本身就是噪声信号（第一级调制器的量化噪声），因此理论上讲，级联调制器的杂波性能比任何单环结构都要好[10]。

但是级联调制器中第一级量化噪声的抵消需要模拟积分器与数字误差抵消逻辑的精确匹配，因此相对于单环结构，级联调制器对于模拟元件的非理想性更加敏感。

2．3多位Δ/Σ调制器

到目前为止，本章讨论的Δ/Σ调制器都是采用1位量化器。

反馈DAC的线性度限制了整个调制器的线性度，由于1位DAC固有的线性度，采用1位量化器能够非常简单的实现高线性度的反馈路径。

但是，这给电路其他方面的设计带来了严重影响。

首先，1位量化器的量化噪声比较大，因此需要相对比较高的过采样率才能有效减小信号带内量化噪声功率。

而且，采用1位量化也是高于二阶的单环调制器出现不稳定的原因。

分析研究表明，如果调制器中量化器的位数等于或者大于调制器的阶数，那么高阶单环噪声差分调制器结构是稳定的。

此外，采用多位量化器能够大大降低调制器输出量化噪声频谱中的杂波的强度。

在“白噪声近似”条件下，量化器位数的增加能够直接减小量化噪声功率。

因此，L阶多位噪声差分调制器的动态范围为：

2-12

其中B是量化器的位数。

多位量化器的一个重要特征是调制器的分辨率的提高与过采样率无关，因此，这种调制器结构适用于不能采用高过采样率的高速系统中。

由于多位量化器的上述优势，人们开始研究降低DAC非线性的技术以及这些技术对Δ/Σ调制器性能影响。

降低DAC非线性的技术包括模拟校准技术、数字校正技术、级联结构中的噪声整形技术以及DAC元件选择技术等。

目前，针对多位量化Δ/Σ调制器的研究大多数集中在动态元件选择算法的研究。

作者没有专门对此类算法进行研究，因此本章节主要研究1位量化的Δ/Σ模数转换器。

3FPGA的AM调制

3．1AM调制的基本原理

通信的目的就是实现信息的传输或消息的传递，要实现这一目的通信系统中需要两种变换。

首先，发送端的消息要变换成原始电信号，接收端收到的信号要反变换成原来的消息。

由于原始电信号通常具有很低的频谱分量（我们称这种信号为基带信号），一般不宜直接传输，因此常常需要有第二种变换：

将原始信号变换成其频带适合信道传输的信号，并在接收端进行反变换。

这种在发送端将基带信号频谱搬移到给定信道通带内的过程称之为调制；而在接收端把已搬到给定信道通带内的频谱还原为基带信号的过程称之为解调。

调制和解调在通信系统中是一个极为重要的组成部分，采用什么样的调制与解调方式将直接影响到通信系统的性能。

幅度调制的定义就是用需要传送的信息（调制信号）去控制高频载波振荡电压的振幅，使其随调制信号作线性关系变化。

假设正弦载波信号电压为：

3-1

式中，

为载波角频率；

为载波初始相位；A为载波的幅度。

那么，幅度调调制信号（已调信号）一般可表示成:

3-2

设调制信号m（t）的频谱为M（f），则由式（3-2）不难得到己调信号：

Sm（t）的频谱SM（f），即:

3-3

由式（3-3）还可以看出幅度调制信号的一般产生方法。

幅度调制器的一般模型如图3.1所示，设m（t）的频谱为M（f），滤波器特性为H（f），其冲激响应为h（t）。

之所以称图3.1为调制器的一般模型，是因为在该模型中适当选择滤波器的特性H（f），便可以得到各种幅度调调制信号。

例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等。

图3.1幅度调制的一般模型

从图中可得已调信号的时域和频域一般表达式为:

3-4

3-5

式中，fc为载波频率，H（f）和h（t）互为傅立叶变换。

由式（3-5）可见，对于幅度调制信号，在波形上，它的幅度随基带信号规律变化；在频谱结构上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移，由于这种搬移是线形的，因此幅度调制通常又称为线形调制。

但应注意的是，这里的“线形”并不意味着已调信号与调制信号之间符合线性关系。

事实上，任何调制过程都是一种非线性的变换过程。

下面介绍一下AM调制。

调幅（AM）（图3.1）中，假设调制信号m（t）叠加直流A后与载波相乘（见图3.2），滤波器H（f）=1为全通网络，就可以形成调幅（AM）信号。

其时域和频域表达式分别是:

3-6

3-7

式（3-7）中，A0为外加的直流分量，m（t）可以是均值为0的确知信号，也可以是随机信号，但通常认为其平均值为O。

图3.2AM调制器模型

振幅信号的一个重要参数是调幅度m，调幅度m的定义为：

3-8

M=1称为满调幅，此时

。

一般m小于1，只有[A（t）]min为负值，出现过调幅时，m才大于1。

当m≤1时用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号。

下面以输入单频余弦波的情况为例具体分析振幅调制的时、频域特征。

设输入信号m（t）=AmCos

，载波信号：

，则振幅调制后的表达式为：

3-9

式中：

；

由上式可见，输入单频余弦信号的时候，已调幅信号由三个余弦信号组成，基带信号频率被调到了载波频率附近。

已调信号的频谱包含有正弦载波分量，即有相当一部分功率消耗在载波上。

因此，AM信号的功率利用率是比较低。

但由于其调制和解调都很简单，因而得到了广泛的应用。

这里测试中的基带信号频率为1kHz,调幅指数为0.5。

通过示波器测得AM调制信号的波形如图3.3所示，从图3.3可见,调制指数为0.5的AM调制的波形与理论相符，达到很好的效果。

图3.3AM调制信号实测波形

3．2直接数字频率合成器的原理

3．2．1DDS的基本原理

一个频谱纯净的单频率信号可表示为：

3-10

只要幅度U和初始相位

。

随时间变化是常数，它的频谱就是位于f0的一条谱线。

为分析方便，设想U=1，

=0，即：

3-11

这种单频信号的相位是时间的线性函数，即：

3-12

相位函数对时间的导数是常数：

3-13

它就是信号的频率。

如果对式（3-10）的信号进行采样，采样周期为Tc（采样频率fc=1/Tc），可得离散的波形序列：

（n=0,1,2…）3-14

相应的离散相位序列:

（n=0,1,2…）3-15

式中：

3-16

是连续两次采样之间的相位增量。

根据采样定理，只要

3-17

就可以从式（3-15）的离散序列唯一地恢复出式（2-11）模拟信号。

从式（3-16）可知，是相位函数的斜率决定了信号的频率。

从式（3-17）可见，决定相位函数斜率的则是两次连续采样之间的相位增量。

因此，只要控制这个相位增量即可控制合成信号的频率。

现将整个周期的相位折分割为M等份，每一份

3-18

为可选取的最小相位增量。

若每次的相位增量就取为

，此时相位增长的斜率最小，得出最低的输出频率：

3-19

经滤波得到的合成模拟信号为：

3-20

若每次的相位增量取

的K倍，则所得信号频率为：

3-21

相应的模拟信号为：

3-22

根据采样定理，K的最大值应小于M的二分之一。

通常取M=2N，则输出的频率为：

3-23

综上所述，只要改变两次连续采样之间的相位增量，就可改变输出信号的频率，这就是直接数字频率合成的原理。

3．3基于FPGA的AM调制的设计

基于上述思想我们提出了FPGA实现AM调制的设计图，如图3.4所示。

FPGA内部实现的主要功能单元是：

时钟管理单元、周D时序产生单元、D/A时序产生单元、单片机接口单元、载波DDS单元、内调制信号DDS单元、调制度调整单元、载波幅度调整单元、调制器单元。

其中，DDS单元主要由相位累加器模块、相位调制器模块、正弦ROM查找表模块构成，主要任务是产生正弦载波离散序列信号及内调制离散信号序列；调制器单元是一个数字乘法器，其主要作用是将离散的正弦载波信号与离散的调制信号进行相乘，从而完成调制功能。

至于各单元的具体实现将在在最后一章中进行详细介绍。

图3