实验八帧同步信号恢复实验.docx

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实验八帧同步信号恢复实验

实验八帧同步信号恢复实验

一、实验目的

1.掌握巴克码识别原理。

2.掌握同步保护原理。

3.掌握假同步、漏同步、捕捉态、维持态概念。

二、实验内容

1.观察帧同步码无错误时帧同步器的维持态。

2.观察帧同步码有一位错误时帧同步器的维持态和捕捉态。

3.观察同步器的假同步现象和同步保护作用。

三、基本原理

（A）原理说明

一、帧同步码插入方式及码型1．集中插入（连贯插入）

在一帧开始的n位集中插入n比特帧同步码，PDH中的A律PCM基群、二次群、三次、四次群，μ律PCM二次群、三次群、四次群以及SDH中各个等级的同步传输模块都采用集中插入式。

2．分散插入式（间隔插入式）

n比特帧同步码分散地插入到n帧内，每帧插入1比持，μ律PCM基群及△M系统采用分散插入式。

分散插入式无国际标准，集中插入式有国际标准。

帧同步码出现的周期为帧周期的整数信，即在每N帧（N≥1）的相同位置插入帧同步码。

3．帧同步码码型选择原则

（1）假同步概率小

（2）有尖锐的自相关特性，以减小漏同步概率

如A律PCM基群的帧同步码为001101，设“1”对应正电平1，“0”码对应负电平-1，则此帧同步码的自相关特性如下图所示

R（j）

33-6-5-1

-4-3-5

-5

7-2-1-1

012-1

-5

3

4

-5

3

356j

-1

二、帧同步码识别

介绍常用的集中插入帧同步码的识别方法。

设帧同码为0011011，当帧同步

码全部进入移位寄存器时它的7个

门限4输出端全为高电平，相加器3个输2u0比较器L1出端全为高电平，表示ui=1+2+4=7。

门限L由3个输入电平决定，它们

124ui的权值分别为1，2，4。

PCM码流

移位寄存器

比较器的功能为uo1,uiL0,uiL据此可得以下波形：

PCM码流某0011011数据码某0011011数据码t

此脉冲对齐第一位数据

u0t三、识别器性能

设误码率为Pe，n帧码位，L=n-m，（即允许帧同步码错m位），求漏识别概率P1和假识别概率P2以及同步识别时间t。

1．漏识别概率

mnPe（1Pe）正确识别概率为Cn，故

0mP11（n0Pe（1pe）n，m=0时P1nPe

门限L越低，Pe越小，则漏识别概率越小。

2．假识别概率

mn位信码产生一个假识别信号的概率为P22nC0nm0时P22n

门限越高，帧码位数越多，则假识别概率越小。

3．同步识别时间t

P1=P2=0时，t=NT，N为一个同步帧中码元位数，T为码元宽度一个同步帧中产生一个假识别信号概率为（Nn）P2时

t（1P1NP2）NT

分散插入帧同步码的同步识别时间为

tNT

2NP2，故当P1≠0、P2≠0

可见集中插入式同步识别时间远小于分散插入式的同步识别时间。

四、同步保护

无同步保护时，同步系统的漏同步概率PL等于识别器漏识别概率P1，假同步概率Pj等于识别器的假识别概率平P2。

由上述分析可见。

当信道误码率一定时，增大帧码长度、降低门限可减少漏同步概率，同时使假同步概率也足够低，但帧码太长，将降低有效信息的传输速度，是不允许的。

这一矛盾可用同步保护电路解决。

1．后方保护

当帧同步系统处于捕捉态时，连续个同步帧时间内识别器有输出时，同步系统进入同步状态，输出帧同步信号。

此措施可减小假同步概率。

也可以在采取此措施的同时提高门限电平以进一步减小假同步概率。

2．前方保护

当帧同步系统处于同步态时，连续β个同步帧时间内识别器检测不到帧同步码，则系统回到捕捉态。

此措施可以减小漏同步（假失步）概率。

也可以在采取此措施的同时降低限电平，以进一步减小漏同步概率。

3．同步性能

设门限等于帧码码元数n，同步帧长为N比持，同步周期为TF秒，则

PL（nPe）PjN2n

n1同步建立时间

（B）电路原理

tp[1

（1）N2

（1）nPe2]TF

在时分复用通信系统中，为了正确地传输信息，必须在信息码流中插入一定数量的帧同步码，可以集中插入、也可以分散插入。

本实验系统中帧同步码为7位巴克码，集中插入到每帧的第2至第8个码元位置上。

帧同步模块的原理框图及电原理图分别如图8-1、图8-2所示。

本模块有以下测试点及输入输出点：

NRZ-IN数字基带信号输入点BS-INGAL÷24

位同步信号输入点

巴克码识别器输出信号测试点24分频器输出信号测试点

TH判决门限电平测试点

FS-OUT帧同步信号输出点/测试点图8-1中各单元与图8-2中元器件的对应关系如下：

÷24分频器移位寄存器相加器判决器

计数器；

四位移位寄存器可编程逻辑器件可编程逻辑器件

单稳

单稳态触发器与门与门与门与门或门计数器JK触发器

与门1与门2与门3与门4或门

÷3分频器触发器

BS-IN÷24÷24单稳FS-OUT与门3与门4或门S-IN移位寄存器相加器判决器GAL与门1与门2÷3置零S触Q发R器QVCTH图8-1帧同步模块原理框图

从总体上看，本模块可分为巴克码识别器及同步保护两部分。

巴克码识别器包括移位寄存器、相加器和判决器，图8-1中的其余部分完成同步保护功能。

移位寄存器由两片74175组成，移位时钟信号是位同步信号。

当7位巴克码全部进入移位寄存器时，UFS4的Q1、Q2、Q3、Q4及UFS5的Q2、Q3、Q4都为1，它们输入到相加器UFS6的数据输入端D0~D6，UFS6的输出端Y0、Y1、Y2都为1，表示输入端为7个1。

若Y2Y1Y0=100时，表示输入端有4个1，依此类推，Y2Y1Y0的不同状态表示了UFS6输入端为1的个数。

判决器UFS6有6个输入端。

IN2、IN1、IN0分别与UFS6的Y2、Y1、Y0相连，L2、L1、L0与判决门限控制电压相连，L2、L1已设置为1，而L0由同步保护部分控制，可能为1也可能为0。

在帧同步模块电路中有发光二极管指示灯P3与判决门限控制电压相对应，即与L0对应，灯亮对应1，灯熄对应0。

判决电平测试点TH就是L0信号，它与指示灯P3状态相对应。

当L2L1L0=111时门限为7，灯亮，TH为高电平；当L2L1L0=110时门限为6，P3熄，TH为低电平。

当U52输入端为1的个数（即UFS6的IN2IN1IN0）大于或等于判决门限于L2L1L0，识别器就会输出一个脉冲信号。

当基带信号里的帧同步码无错误时（七位全对），把位同步信号和数字基带

信号输入给移位寄存器，识别器就会有帧同步识别信号GAL输出，各种信号波形及时序关系如图8-3所示，GAL信号的上升沿与最后一位帧同步码的结束时刻对齐。

图中还给出了÷24信号及帧同步器最终输出的帧同步信号FS-OUT，FS-OUT的上升沿稍迟后于GAL的上升沿。

S-INGAL÷24FS-OUT

图8-3帧同步器信号波形

÷24信号是将位同步信号进行24分频得到的，其周期与帧同步信号的周期相同（因为一帧24位是确定的），但其相位不一定符合要求。

当识别器输出一个GAL脉冲信号时（即捕获到一组正确的帧同步码），在GAL信号和同步保护器的作用下，÷24电路置零，从而使输出的÷24信号下降沿与GAL信号的上升沿对齐。

÷24信号再送给后级的单稳电路，单稳设置为下降沿触发，其输出信号的上升沿比÷24信号的下降沿稍有延迟。

同步器最终输出的帧同步信号FS-OUT是由同步保护器中的与门3对单稳输出的信号及状态触发器的Q端输出信号进行“与”运算得到的。

电路中同步保护器的作用是减小假同步和漏同步。

当无基带信号输入（或虽有基带信号输入但相加器输出低于门限值）时，识别器没有输出（即输出为0），与门1关闭、与门2打开，单稳输出信号通过与门2后输入到÷3电路，÷3电路的输出信号使状态触发器置“0”，从而关闭与门3，同步器无输出信号，此时Q的高电平把判决器的门限置为7（P3灯亮）、且关闭或门、打开与门1，同步器处于捕捉态。

只要识别器输出一个GAL信号（因为判决门限比较高，这个GAL信号是正确的帧同步信号的概率很高），与门4就可以输出一个置零脉冲使÷24分频器置零，÷24分频器输出与GAL信号同频同相的的周期信号（见图8-3）。

识别器输出的GAL脉冲信号通过与门1后使状态触发器置“1”，从而打开与门3，输出帧同步信号FS-OUT，同时使判决器门限降为6（P3灯熄）、打开或门、同步器进入维持状态。

在维持状态下，因为判决门限较低，故识别器的漏识别概率减小，假识别概率增加。

但假识别信号与单稳输出信号不同步，故与门1、与门4不输出假识别信号，从而使假识别信号不影响÷24电路的工作状态，与门3输出的仍是正确的帧同步信号。

实验中可根据判决门限指示灯P3判断同步器处于何种状态，P3亮为捕捉态，P3熄为同步态。

在维持状态下，识别器也可能出现漏识别。

但由于漏识别概率比较小，连续几帧出现漏识别的概率更小。

只要识别器不连续出现三次漏识别，则÷3电路不

a-fc0fcfb-fc0fcfc-2fc02fcfd-fH0fHf

2．DSB（或DSB-SC）

H（f）频谱同S（t）,B=2fHSDSB（t）=m（t）coωct解调

·不能用包络检波法解调DSB信号。

·相干解调方框图同AM相干解调。

请自己画出各点频谱。

3．SSB

H（f）由fc+fLfofc+fHf得上边带VSB,由fc-fHfc-fLfH（f）得下边带LSB,-fHfcfHf

推导SSB信号的时域表达式

下边带带通滤波器可表示为H（）gn2gn（c）c01cgnc

gn（c）0c

SLSB（）1214M（M（14c）M（c）12gn（c）gn（c）c）gn（c）M（c）gn（c）c）gn（c）M（c）gn（c）

M（

14M（14c）M（c）c）gn（c）M（c）gn（c）M（SLSB（t）

12m（t）coct1m（t）inct——载波为2coωct

m（t）是

m（t）的希尔伯特变换，inωct是coωct的希尔伯特变换。

m（t）inct1m（t）

coctH（）H（）jgn（）,h（t）t

111FM（）jgn（）j（c）（c）m（t）inct222

1414M（）gn（）（c）（c）

M（c）gn（c）M（c）gn（c）同理

SUSB12m（t）coct1m（t）inct212——载波为coωct

1m（t）coct2当载波为inωct时SLSB（t）SUSBm（t）inct12

（t）m（t）inct1m（t）coct2单边带时域式中的系数1/2可为任一常数。

据时域表达式可用相移法产生SSB信号。

cocm（t）+9090。

。

inct+-SLSB（t）SUSB（t）m（t）

解调

·相干解调方框图同AM，自己画各点频谱。

·插入强载波——包络检波。

[A12m（t）]coct11m（t）inct[Am（t）]coct22此为AM信号

故可用包络检波法解调SSB信号。

强载波Acoωct的获取方法：

（1）发端插入导频acoωct，收端提取acoωct后，放大得Acoωct，A>>a。

（2）不插导频，收端的振荡器输出Acoωct作为强载波，语音单边带允许

f<15Hz。

4．VSB

当fL很小时，无法用滤波器得到SSB信号，而只能得到VSB信号。

VSB系统

m（t）Sm（t）VSB信号GT（f）C（f）GR（f）U（t）m0（t）LPFn0（t）coctcoct非标准的VSB信号n（t）载波同步

ffHH（f）在fc两边互补H（f）=GT（f）C（f）GR（f）

对H（f）的要求:

H（f+fC）+H（f-fC）=C0证明:

SV（fSB）Sm（f）H（f）

M（f2U（f）12141fc）M（ffc）H（f）

SVSBM（f14（ffc）SVSB（ffc）2fc）M（f）H（ffc）14

M（f2fc）M（f）H（ffc）M0（f）当H（fM（f）H（ffc）H（ffc）

0ffH时,M0（f）C4M（f）m0（t）C4m（t）

fc）H（ffc）C,Sm（f）f-fc0H（f）fc-fcSVSB（f）fcff-fcfcfM0（f）f0残留上边带f-2fc02fcf-fH0fHH（ffc）H（ffc）C,0ffHVSB的插入强载波——包络检波解调法（电视），必须给出VSB时域式。

H（f）H（f）=H1（f）+H2（f）+H3（f）-fc-fa-fc0fcfc-faH1（f）ff0H2（f）H1（f）形成下边带信号,基带信号m（t）fH2（f）形成上边带信号,基带信号0H3（f）0H'（f）m（t）H'（f）m'（t）0fafm（t）m（t）fH3（f）形成下边带信号,基带信号SVSB（t）1212m（t）coct1m（t）inct2111m（t）inctm（t）coctm（t）inct222

12m（t）coct

m（t）coct1m（t）inctm（t）inct2SVSB1AcoctAm（t）cococt2——AM信号

线性调制含义:

将m（t）频谱线性放大，再搬运到fc两边。

二．线性调制系统的抗噪性能

分析AM，DSB，SSB相干解调抗噪性能，AM包络检波的门限效应1．相干解调

Sm（t）n（t）带通滤波器WSm（t）ni（t）低通滤波器m0（t）n0（t）coct

BPF带宽W等于信号带宽B，B<

ni（t）=nc（t）coω0t-n（t）inω0tAM，DSB中f0=fcSSB中f0≠fc

带通滤波器输出信噪比即解调器输入信噪比（解调器输出信噪比（

SNSN）i

N）o（SN）i）o制度增益G=（S

以SSB为例说明分析过程

SLSB（t）12m（t）coct1m（t）inct2ni（t）Si18nc（t）cootn（t）inotm（t）2

218m（t）co2ct21212m（t）m（t）co882ct14ni（t）m（t）in2ct222m（t）,m（t）与in2ct,co2ct不相关，in2ctco2ct0，m（t）m（t）Si14m（t）2

Nin0Bn0fHSLSB（t）coct14m（t）1414m（t）co2ctSo（t）11621m（t）in2ct4

mo（t）12m（t）,m（t）12ni（t）coctno（t）12nc（t）cotcoc012n（t）intn（t）intinc0

nc（t）cot

nc（t）,n（t）与co2t,in2t不相关in2tco2t0

14noB14nofHno（t）214nc（t）2即No2可见（SN）o（SN）im（t）4noBG1

注:

此结论与设f0=fc时相同。

其它信号（AM、DSB）相干解调分析与此类似，结论如下：

SONO类别BG备注AMDSBSSBVSBFM2fH2fHfH2/3211Si3n0fmSin0fHSin0fHSAM（t）A1inmtcoctfH～2fH/2（mf+1）fm3mf32（Δf+fm）/32mf2Sin0fmSFM（t）Acoctmfinmt·性能比较:

可靠性优——劣:

FM，SSB（DSB），AM有效性优——劣:

SSB，VSB，AM（DSB），FM·VSB的可靠性，无分析结论。

·虽然GSSB=1，GDSB=2，但两者输出信噪比相同。

故BDSB=2BSSB。

（SN）iDSB12N（S）iSSB两者抗噪性能相同。

2．AM包络检波的门限效应。

（（SNSN）i>>1）i<<1

时,包络检波的可靠性同相干解调。

时,出现门限效应。

n（t）2SAM（t）ni（t）Am（t）coctnc（t）coctn（t）inct

E（t）coct（t）E（t）Am（t）nc（t）2当A+m（t）>>ni（t）时，E（t）≈A+m（t）+nc（t）

当A+m（t）<

（SN）o（SN=G）（oSN）i1dB

（SN（SN）i）i门限

（B）电路原理

本实验调制部分电路如图18-1所示。

图中MC1496芯片引脚1和引脚4接两个51Ω和两个100Ω电阻及51K电位器用来调节输入馈通电压，调偏RP1，有意引入一个直流补偿电压，由于调制电压uΩ与直流补偿电压相串联，相当于给调制信号uΩ叠加了某一直流电压后与载波电压uc相乘，从而完成普通调幅。

如需要产生抑制载波双边带调幅波，则应仔细调节RP1，使MC1496输入端电路平衡。

另外，调节RP1也可改变调制系数m。

1496芯片引脚2和引脚3之间接有负反馈电阻R3，用来扩展uΩ的输入动态范围。

载波电压uc由引脚8输入。

MC1496芯片输出端（引脚12）接有一个三极管组成的射随器，来增加电路的带载能力。

幅度解调实验电路——同步检波器如图18-2所示。

本电路中MC1496构成解调器，载波信号加在8—10脚之间，调幅信号加在1—4脚之间，相乘后信号由12脚输出，经C11、C12、R25、R26、R31和U3组成的低通滤波器输出解调出来的调制信号。

四、实验内容及步骤：

1、实验连线：

a）调制实验连接线：

源端口目的端口载波信号源模块：

CAR1AM调制单元：

CAR-IN低频正弦信号源：

信号输出AM调制单元：

S-INb）解调实验连接线：

保持调制实验连接线不变，增加以下连接线源端口目的端口载波信号源模块：

CAR1AM解调单元：

CAR-INAM调制单元：

AM-OUTAM解调单元：

AM-IN2、打开交流电源开关和各模块的电源开关；3、调整低频可调信号源：

输出频率范围为：

0HZ~14.216KHZ（通过电位器

进行调整），幅度范围为：

0~10VPP（通过调节电位器进行调整）。

4、高频信号发生器输出——CAR1接到电路输入端CAR_IN，使其产生

fc=500KHz的载波频率，输出幅度为2V（可通过调节高频信号产生单元源模块的电位器来任意调整），从正弦信号源输出频率为fΩ=10KHZ的正弦调制信号到A_IN（频率可通过调节电位器来任意调整），示波器接电路输出端AM_OUT；

图18-1AM调制电路图18-2AM解调电路原理图

5、反复调整可调信号源模块及高频信号源模块的可调电阻及AM调制单

元的电位器（调制信号幅度调节及乘法器的工作点调节）使之出现合适的调幅波，观察其波形并测量调制系数m；6、观察并记录m<1、m=1及m>1时的调幅波形；

7、在保证fc、fΩ和ucm一定的情况下测量m—UΩm曲线。

8、将载波加至AM解调单元的B_IN端，将调幅波加至AM解调单元的

AM_IN端，观察并记录解调输出波形，并与调制信号相比较。

五、实验报告要求：

1、整理各实验步骤所得的数据和波形，绘制2、.出m—UΩm调制特性曲线；3、分析各实验步骤所得的结果。

3、进一步了解调幅波的原理，掌握调幅波的解调方法；4、掌握用集成电路实现同步检波的方法。