SG3524的功能之欧阳计创编.docx

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SG3524的功能之欧阳计创编

摘要：

论述了单相正弦波逆变器的工作原理，介绍了SG3524的功能及产生SPWM波的方法，对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍，给出了输出电压波形的实验结果。

时间：

2021.02.11

创作：

欧阳计

关键词：

逆变器；正弦波脉宽调制；场效应管

引言

当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时，将给电网注入大量的谐波，导致电网电压波形畸变。

根据我们的实验观察，在发生严重畸变时，电压会出现正负半波不对称，频率也会发生变化。

这样的供电电压波形，即使是一般的电力用户，也难以接受，更无法用其作为检修、测试的电源。

同时，在这种情况下，一般的稳压电源也难以达到满意的稳压效果。

为此，我们设计了该逆变电源。

其控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片SG3524，一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片ICL8038做适当的连接来产生SPWM波。

集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。

图1系统主电路和控制电路框图1系统结构及框图

图1示出了系统主电路和控制电路框图。

交流输入电压经过共模抑制环节后，再经工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V（50Hz/220V交流输出时）。

DC/AC变换采用全桥变换电路。

为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。

过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断。

2控制及保护电路

为了降低成本，使用两块集成PWM脉冲产生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038，使得控制电路简洁，易于调试。

2.1SG3524的功能及引脚

图2所示为SG3524的结构框图和引脚图。

SG3524工作过程是这样的：

直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压。

＋5V再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。

振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。

振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT。

本设计将Boost电路的开关频率定为10kHz，取CT=0.22μF，RT=5kΩ；逆变桥开关频率定为5kHz，取CT=0.22μF，RT=10kΩ。

振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。

误差放大器实际上是个差分放大器，脚1为其反向输入端；脚2为其同相输入端。

通常，一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上（应取得2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压。

本系统电路图中，在DC/DC变换部分，SG35241芯片的脚1接控制反馈信号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上。

误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。

或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。

双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。

最后，晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180°。

当V1及V2并联应用时，其输出脉冲的占空比为0％～90％；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0％～45％，脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本系统电路图（图1）中，两块SG3524都为并联使用。

当脚10加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保护。

2.2利用SG3524生成SPWM信号

按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必须得有一个幅值在1～3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG35242内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。

我们设计的控制电路框图，以及实际电路各点的波形，如图3所示。

正弦波电压ua由函数发生器ICL8038产生。

ICL8038引脚和具体的接法如图4所示。

正弦波的频率由R1，R2和C来决定，f=，为了调试方便，我们将R1及R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的。

在实验中我们测得当f=50Hz时，R1＋R2=9.7kΩ，其中C=0.22μF。

正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波uc，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波ub。

uc与1V基准经过加法器后得到ud，ud输入到SG35242的脚1，脚2与脚9相连，这样ud和锯齿波将在SG35242内部的比较器进行比较产生SPWM波ue。

分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所组成。

ub和ue加到分相电路后就可以得到驱动信号uf和ug，再将uf和ug加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。

2.3驱动电路设计

设计的驱动电路如图5所示，它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。

脉冲放大包括光耦Vo1，R1和R2，中间级的VT1，推挽输出电路VT2和VT3，对高频干扰信号进行滤波的C1；5V基准部分包括R4，VZ1和C2，它既为MOS管提供－5V的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。

其工作原理是：

1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使VT1基极电位迅速下降，VT1截止，导致VT2导通，VT3截止，电源通过VT2，栅极电阻R5，使MOS管导通；

2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使VT1基极电位上升，VT1导通，导致VT3导通，VT2截止，MOS管栅极电荷通过VT3，栅极电阻R5迅速放电，－5V偏置电压使之可靠地关断；

3）电阻R5和稳压管VZ2，VZ3用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏；

4）光耦Vo1采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。

2.4过流保护电路

过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能。

当脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。

过流信号取自电流互感器（对SG35241芯片串接在工频变压器的副边，对SG35242芯片串接在滤波电路前），经整流后得到电流信号加至如图6所示过流保护电路上。

过流信号加至电压比较器LM339的同相端。

当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响Boost电路工作。

2.5反馈调压电路

反馈调压电路图如图7所示。

当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压uo，显然，uo的大小正比于逆变器的输出电压。

调节W1可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。

uo控制信号被送到SG35241芯片的误差放大器的反相端脚1。

误差放大器的同相端脚2接参考电平。

这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。

调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG35241的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG35241输出脉冲占空比增加，从而使得Boost电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。

反之亦然。

可见，正是通过SG35241的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。

3逆变器的实验结果

按本设计的SPWM逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为300W，滤波器参数取L=0.7mH，C=5μF，滤波效果较好，样机的输出电压如图8所示。

从直观看，电压波形正弦度较好（因条件所限，尚未测试THD）。

用此样机带负载运行，效果较好。

实验表明，本文提出的系统方案是切实可行的，可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近，作为对电网输入电压要求较高的一类负载（如检修、测试设备）的电源。

另外，为了满足客户的要求，本电路还可以提供60Hz/110V的正弦电源。

PWM基本原理以及PWM技术实现的几种方法

介绍了PWM基本原理以及PWM技术实现的几种方法；分析了双端输出式脉宽调制器SG3524和集成驱动电路IR2110的内部结构和工作原理，设计了采用IGBT的逆变桥及其驱动、保护电路。

市电经过整流、滤波，然后经PWM控制的逆变桥，输出给负载。

经过安装调试，证明了以上设计的正确性和实用性。

关键字PWM；逆变电路；IGBT

电力电子技术作为一门新兴的高科技学科，起始于上世纪50年代末硅整流器件的诞生。

上世纪80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT为代表的，集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现，表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子技术时代。

采用电力半导体器件构成的各种开关电路，按

一定的规律，实时的控制器件的工作，可以实现开关型电力变换和控制，已被广泛地应用于高品质交直流电源、电力系统、变频调速、新能源发电及各种工业与民用电器等领域，成为现代高科技领域的支撑技术。

当前电力电子技术的发展趋势是高电压大容量化、高频化、主电路及保护控制电路模块化、产品小型化、智能化和低成本化。

大力加强电力电子技术的应用研究，对改造传统设备、实现产品的更新换代和增加产品的科技含量、解决关系国民经济与安全的高新技术具有重大的经济及战略意义。

PWM控制技术已逐渐成熟，通过其对半导体电力器件的导通和关断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。

按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。

这在全控型开关器件的逆变器中得到广泛应用，已有各种单相（如SG3524），三相PWM（如HEF4752）和SPWM集成芯片（如SA828）随着电力电子技术及大规模集成电路的发展，PWM调压技术得到了广泛的应用，特别是以PWM为基础构成的变频系统，以结构简单，运行可靠，节能效果显著等突出优点在生产、生活领域内得到了广泛应用。

为此，本文结合高校《电力电子技术》课程的实践环节，帮助学生掌握PWM控制技术的应用，介绍PWM调压技术的一种实现方法。

该方案采用集成脉宽调制电路芯片SG3524产生PWM波，通过驱动集成电路IR2110，驱动逆变桥实现调压。

该电路结构紧凑、安全可靠、易于调试。

1PWM技术的多种实现方法

采样控制理论中有一个重要结论：

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

PWM控制技术就是以该结论为理论基础，到目前为止，已出现了多种PWM控制技术。

根据PWM控制技术的特点，可以划分为多种方法。

1.1等脉宽PWM法

VVVF（VariableVoltageVariableFrequency）早期是基于PAM（PulseAmplitudeModulation）控制技术实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。

等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的一种。

它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变脉冲列的周期以调频，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功

率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量。

1.2SPWM法

SPWM（SinusoidalPWM）法是一种比较成熟的、使用较广泛的PWM法。

前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化，而与正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值，调节逆变输出电压的频率和幅值。

该方法的实现有几种方案。

1）等面积法实际上是SPWM法原理的直接阐释。

用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。

由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。

2）硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。

通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。

其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。

但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。

3）软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。

软件生成法是用软件来实现调制的方法，有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。

（1）自然采样法以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，即自然采样法。

其优点是所得SPWM波形最接近正弦波。

但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。

（2）规则采样法规则采样法是一种应用较广的工程实用方法。

一般采用三角波作为载波。

其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。

当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采样周期）内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。

当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（为采样周期的2倍）内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。

规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。

其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。

两方法均适用于同步调制方式。

4）低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法。

其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为u（棕t）=Ansin（n棕t），首先确定基波分量A1的值，再令两个不同的An=0，就可以建立三个方程，联立求解得A1，A2及A3，这样就可以消去两个频率的谐波。

该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波。

但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点。

该方法同样只适用于同步的调制方法。

1.3线电压控制PWM

主要包括马鞍形波和三角波比较法，也就是谐波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波，调制信号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降低，于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下，可以使基波幅值超过三角波幅值，提高了直流电压利用率。

在三相无中线系统中，由于三次谐波电流无通路，所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波。

除了可以注入三次谐波以外，还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形，这些信号都不会影响线电压。

这是因为，经过PWM调制后，逆变电路输出的相电压也必然包含相

应的3倍频于正弦波信号的谐波，但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相抵消，从而使线电压仍为正弦波。

1.4电流控制PWM

电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号，把实际的电流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出随指令信号的改变而改变。

其实现方案主要有以下3种。

1）滞环比较法[4]一种带反馈的PWM控制方式，即每相电流反馈信号与电流给定值经滞环比较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流的变化。

该方法的优点是电路简单，动态性能好，输出电压不含特定频率的谐波分量。

其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音，和其他方法相比，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多。

2）三角波比较法与SPWM法中的三角波比较方式不同，这里是把指令电流与实际输出电流进行比较，求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较，产生PWM波。

此时开关频率一定，因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点。

但是，这种方式的电流响应不如滞环比较法快。

3）预测电流控制法[6]在每个调节周期开始，根据实际电流误差，负载参数及其他负载变量，来预测电流误差矢量趋势，因此，下一个调节周期由PWM

产生的电压矢量必将减小所预测的误差。

该方法的优点是，若给调节器除误差外更多的信息，则可获得比较快速、准确的响应。

目前，这类调节器的局限性

是响应速度及过程模型系数参数的准确性。

1.5空间电压矢量控制PWM

空间电压矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。

它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。

此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体，以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场（正弦磁通）。

具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。

磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量。

此法输出电压比正弦波调制时提高15%，谐波电流有效值之和接近最小。

磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度，在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压失量，形成PWM波形。

这种方法克服了磁通开环法的不足，解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音，但由于未引入转矩的调节，系统性能没有得到根本性的改善。

1.6失量控制PWM

矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia、Ib及Ic，通过三相/两相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1及Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标下的直流电流Im1及It1（Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制。

其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行独立控制。

通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。

但是，由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性，使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足。

此外，它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制，在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便。

1.7直接转矩控制PWM

1985年德国鲁尔大学Depenbrock教授首先提出直接转矩控制理论（DirectTorqueControl，简称DTC）。

直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流、磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量来控制，它也不需要解耦电机模型，而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的BandBand控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而

在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，能方便地实现无速度传感器的控制，有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度，并以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、优良的动静态性能得到了迅速发展。

直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提高有限制。

1.8非线性控制PWM

单周控制法又称积分复位控制（IntegrationRe原setControl，简称IRC），是一种新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例。

该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关、积分器、触发电路、比较器达到跟踪指令信号的目的。

单周控制器由控制器、比较器、积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS触发器，其控制原理如图1所示。

图中K可以是任何物理开关，也可是其他可转化为开关变量形式的抽象信号。

传统的PWM逆变电路中，单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态、瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期。

虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的PWM控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快、开关频率恒定、鲁棒性强等优点，此外，单周控制还能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，是一种很有前途的控制方法。

1.9谐振软开关PWM

电力电子器件硬开关大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电子的主要发展趋势之一，它能使变换器体积减小、重量减轻、成本下降、性能提高，特别当开关频率在18kHz以上时，噪声已超过人类听觉范围，使无噪声传动系统成为可能。

谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感、谐振电容和功率开关组成。

开关转换时，谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响PWM技术的实现。

从而既保持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术。

但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗，并使电路受固有问题的影响，从而限制了该方法

的应用。

2系统统计和工作原理

图2给出了系统主电路和控制电路框图，交流输入电压（500Hz/220V）经过整流桥整流后，得到一个直流电压。

DC/AC变换采用全桥变换电路，通过控制电路控制其逆变电路的导通时间，过流保护采用快速熔断器，过电压保护采用由电流互感器和电压比较器LM324构成的过电压检测电路。

2.1SG3524的功能及引脚

SG3524是双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100kHz，工作温度为0~70益，适宜构成100~500W中功率推挽输出开关电源。

SG3524采用DIP16型封装，管脚排列和内部结构如图3所示。

SG3524工作过程如下。

直流电源VS从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5V基准电压。

+5V再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。

振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。

振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18/RTCT。

本设计将Boost电路的开关频率定为10kHz，取CT=0.22滋F，RT=5k赘；逆变桥开关频率定为5kHz，取CT=0.22滋F，RT=10k赘。

振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。

误差放大器实际上是差分放大器，脚1为其反相输入端；脚2为其同相输入端。

通常，一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上（应取得2.5V的电压），另一个输入端接控制反馈信号电压。

本系统