异步电动机仿真模型设计.doc

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控制系统仿真技术课程设计

题目

异步电动机仿真模型设计

学院

计算机科学与信息工程学院

专业

10自动化

班级

二班

学生姓名

指导教师

吴思贤

2013

年

12

月

20

日

摘要

对异步电机的数学模型进行综合分析，分析了异步电机按两相静止和转子磁场定向分解的数学模型。

运用异步电动机坐标变换的基本思想在正交坐标系上的状态方程及正交坐标系上的动态结构图。

然后用MATLAB/SIMULINK仿真软件包建立异步电动机仿真模型，并给出仿真果。

关键字：

异步电动机、数学模型、MATLAB/SIMULINK、仿真

一、设计任务

已知电动机参数如下：

Rs=1.8Ω，Rr=2.Ω,Ls=0.3H,Lr=0.3H,Lm=0.25H,J=0.1Nm·S2,np=2,UN=380V,fN=50Hz。

基于MATLAB/SIMULINK软件包构建异步电机的仿真模型，并进行仿真。

（1）建立异步电动机在正交坐标系上的状态方程（含建立过程）；

（2）建立异步电动机在正交坐标系上的动态结构图；

（3）利用Simulink建立仿真模型（须有较为详细的建模过程说明）及仿真；

二、设计背景

1985年，由Depenbrock教授提出的直接转距控制理论将运动控制的发展向前推进了一大步。

接着1987年把它又推广到弱磁调速范围。

不同于矢量控制技术，它无需将交流电动机与直流电动机作比较、等效和转化，不需要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型[1]。

它只是在定子坐标系下分析交流电机的数学模型，强调对电机的转距进行直接控制，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换与计算。

直接转距控制从一诞生，就以新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的静、动态性能受到人们的普遍关注。

系统建模与仿真一直是各领域研究、分析和设计各种复杂系统的有力工具。

建模可以超越理想的去模拟复杂的现实物理系统；而仿真则可以对照比较各种控制策略和方案，优化并确定系统参数。

长期以来，仿真领域的研究重点是放在仿真模型建立这一环节上，即在系统模型建立以后，设计一种算法，以使系统模型为计算机所接受，然后再将其编制成计算机程序，并在计算机上运行。

显然，为达到理想的目的，在这一过程中编制与修改仿真程序十分耗费时间和精力，这也大大阻碍了仿真技术的发展和应用。

近年来逐渐被大家认识的Matlab语言则很好的解决了这个问题。

三、异步电动机动态数学模型

3.1异步电动机动态数学模型的性质

直流电动机的磁通由励磁绕组产生，可以在电枢合上电源以前建立起来而不参与系统的动态。

过程（弱磁调速时除外）。

因此，它的动态数学模型只有一个输入变量——电枢电压和一个输入变量——转速，在控制对象中含有机电时间常数和电枢回路电磁时间常数，如果电力电子变换装置也计入控制对象，则还有滞后的时间常数。

在工程上能够允许的一些假定条件下，可以描述成单变量（单输入单输出）的三阶线性系统[2]，完全可以应用经典的线性控制理论和由它发展出来的工程设计方法进行分析与设计。

但是，同样的理论和方法用来分析与设计交流调速系统时，就不那么方便了，因为交流电机的数学模型和直流电机模型相比有着本质上的区别。

1）异步电机变压变频调速时需要进行电压（或电流）和频率的协调控制，有电压（电流）和频率两种独立的输入变量。

在输出变量中，除转速外，磁通也得算一个独立的输出变量。

因为电机只有一个三相输入电源，磁通的建立和转速的变化是同时进行的，为了获得良好的动态性能，也希望对磁通施加某种控制，使它在动态过程中尽量保持恒定，才能产生较大的动态转矩。

由于这些原因，异步电机是一个多变量（多输入多输出）系统，而电压（电流）、频率、磁通、转速之间又互相都有影响，所以是强耦合的多变量系统，可以先用下图来定性地表示。

2）在异步电机中，电流乘磁通产生转矩，转速乘磁通得到感应电动势，由于它们都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项。

这样一来，即使不考虑磁饱和等因素，数学模型也是非线性的。

3）三相异步电机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性[3]，再算上运动系统的机电惯性，和转速与转角的积分关系，即使不考虑变频装置[4]的滞后因素，也是一个八阶系统。

总起来说，异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。

3.2三相异步电动机的多变量非线性数学模型

在研究异步电动机的多变量非线性数学模型时，常作如下的假设：

（1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间互差120°电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布。

（2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的。

（3）忽略铁心损耗。

（4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。

异步电机的数学模型由下述电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。

3.2.1电压方程

三相定子绕组的电压平衡方程为

与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为

式中,,,,,—定子和转子相电压的瞬时值；

,,,,—定子和转子相电流的瞬时值；

,,,,—各相绕组的全磁链；

Rs,Rr—定子和转子绕组电阻

上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角标“’”均省略，以下同此。

电压方程的矩阵形式

将电压方程写成矩阵形式，并以微分算子p代替微分符号d/dt

（2-1）

或改写成

3.2.2磁链方程

每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组的磁链可表达为

（2-2）

或改写成

（2-2）式中，L是6×6电感矩阵，其中对角线元素，，，，，是各有关绕组的自感，其余各项则是绕组间的互感。

实际上，与电机绕组交链的磁通主要只有两类：

一类是穿过气隙的相间互感磁通，另一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通，前者是主要的。

电感的种类和计算如下。

定子漏感——定子各相漏磁通所对应的电感，由于绕组的对称性，各相漏感值均相等；

转子漏感——转子各相漏磁通所对应的电感；

定子互感——与定子一相绕组交链的最大互感磁通；

转子互感——与转子一相绕组交链的最大互感磁通。

由于折算后定、转子绕组匝数相等，且各绕组间互感磁通都通过气隙，磁阻相同，故可认为=。

自感表达式对于每一相绕组来说，它所交链的磁通是互感磁通与漏感磁通之和，因此，定子各相自感为

转子各相自感为

两相绕组之间只有互感。

互感又分为两类：

（1）定子三相彼此之间和转子三相彼此之间位置都是固定的，故互感为常值；

（2）定子任一相与转子任一相之间的位置是变化的，互感是角位移θ的函数。

第一类固定位置绕组的互感，三相绕组轴线彼此在空间的相位差是±120°，在假定气隙磁通为正弦分布的条件下，互感值应为

于是

（2-3）

第二类变化位置绕组的互感，定、转子绕组间的互感，由于相互间位置的变化，可分别表示为

（2-4）

当定、转子两相绕组轴线一致时，两者之间的互感值最大，就是每相最大互感。

整理以上各式，即得完整的磁链方程，显然这个矩阵方程是比较复杂的，为了方便起见，可以将它写成分块矩阵的形式

式中

（2-5）

（2-6）

（2-7）

值得注意的是，和两个分块矩阵互为转置，且均与转子位置θ有关，它们的元素都是变参数，这是系统非线性的一个根源。

为了把变参数转换成常参数须利用坐标变换，后面将详细讨论这个问题。

如果把磁链方程代入电压方程中，即得展开后的电压方程

式中，Ldi/dt项属于电磁感应电动势中的脉变电动势（或称变压器电动势），（dL/dq）wi项属于电磁感应电动势中与转速成正比的旋转电动势。

3.2.3转矩方程

根据机电能量转换原理，在多绕组电机中，在线性电感的条件下，磁场的储能和磁共能为

而电磁转矩等于机械角位移变化时磁共能的变化率（电流约束为常值），且机械角位移qm=q/np，于是

整理上式可得

又由于

则

转矩方程的三相坐标系形式

（2-8）

应该指出，上述公式是在线性磁路、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出来的，但对定、转子电流对时间的波形未作任何假定，式中的i都是瞬时值。

因此，上述电磁转矩公式完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电机调速系统。

3.2.4电力拖动系统运动方程

在一般情况下，电力拖动系统的运动方程式是

（2-9）

TL——负载阻转矩；

J——机组的转动惯量；

D——与转速成正比的阻转矩阻尼系数；

K——扭转弹性转矩系数。

对于恒转矩负载，D=0，K=0，则

3.2.5三相异步电机的数学模型

以上各式便构成在恒转矩负载下三相异步电机的多变量非线性数学模型，用结构图表示出来如下图所示。

图1异步电动机的多变量非线性动态结构图

由图可知异步电机数学模型的下列具体性质：

（1）异步电机可以看作一个双输入双输出的系统，输入量是电压向量和定子输入角频率，输出量是磁链向量[5]和转子角速度。

（2）非线性因素存在于Φ1（•）和Φ2（•）中，即存在于产生旋转电动势er和电磁转矩Te两个环节上，还包含在电感矩阵L中，旋转电动势和电磁转矩的非线性关系和直流电机弱磁控制的情况相似，只是关系更复杂一些。

（3）多变量之间的耦合关系主要也体现在Φ1（•）和Φ2（•）两个环节上，特别是产生旋转电动势的Φ1对系统内部的影响最大。

四、坐标变化和变换矩阵

异步电机数学模型之所以复杂，关键是因为有一个复杂的6´6电感矩阵，它体现了影响磁链和受磁链影响的复杂关系。

因此，要简化数学模型，须从简化磁链关系入手。

4.1三相--两相变换（3/2变换）

现在先考虑上述的第一种坐标变换——在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组a、b之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称3/2变换。

图2中绘出了A、B、C和a、b两个坐标系，为方便起见，取A轴和a轴重合。

设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。

由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。

A

N2ia

N3iA

a

b

N3iC

N3iB

N2iβ

60o

60o

C

B

图2三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量

设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在a、b轴上的投影都应相等，因此

写成矩阵形式，得

考虑变换前后总功率不变，在此前提下，可以证明，匝数比应为

由此可得

（3-1）

令C3/2表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则

如果三相绕组是Y形联结不带零线，则有iA+iB+iC=0，或iC=-iA-iB。

代入上式并整理后可得

（3-2）

按照所采用的条件，电流变换阵也就是电压变换阵，同时还可证明，它们也