什么样电路是单端反激.docx
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什么样电路是单端反激
单位的项目需要一个开关电源，而产品空间的设计又致使无法利用市售的成品电源，于是我就领到了那个设计开关电源的任务。
那个任务的内容是设计一款220VAC网电源输入，带有5V500mA，12V6A输出的隔离式开关电源，对效率、纹波等其他的要求不高。
一、 电源的主回路
什么样的电路是单端反激
如图一所示的电路组成的电源电路确实是常说的单端反激开关电源。
大体工作原理
简单说确实是当Q1开通时，输入的直流电压通过低级绕组向变压器灌入能量；Q1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C2滤波后供负载利用。
（插大体原理示用意）
单端反激电源的优势
第一那个结构是与网电隔离的（国外的资料一样叫离线式）平安性好； 这种结构相对简单，比较好做；
通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比能够很容易的实现大范围的电压调整；
单端反激电源的限制
最大的限制确实是输出功率咯，一样确实是几十瓦或百来瓦。
有那个限制的缘故是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而那个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素），若是想把电源的功率做的专门大，那么变压器的电感量会小到跟散布参数接近，最后没方法成功的绕出一个适合的变压器来。
因此在设计电源一开始的时候，应该对要设计的电源功率有一个计划，资料上的说法是若是设计功率在100W之内那么能够采纳单端反激的结构，不然应该考虑单端正激的结构。
这一次我要设计电源可能是80瓦的，因此我选择了单端反激的结构。
另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一样不超过45%。
这是因为在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要经受的电压为：
其中q表示占空比。
从公式中能够看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。
在晶体管时期（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎因此的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。
尽管此刻功率MOSFET已经有1000V的，而IGBT的耐压那么有上万伏的，可是那样的管子仍然比较贵，不该该是100来瓦的小电源应该考虑的，从那个角度上，仍然遵从那个占空比小于45%的概念（那个地址一个重要概念确实是，单端反激结构限制占空比的是开关管的耐压，而不是像单端正激是变压器的磁复位。
因此在低压的单端反激系统中，完全能够提高占空比到更高的数值。
）
二、 PWM操纵芯片
开关电源的操纵核心是PWM操纵芯片，那个芯片有很多项选择择，这一次选择的是UC3844B芯片 8脚DIP封装的，如此外围只需要很少的元件就能够够构建一个简单的开关电源。
为了后面的方便先对这款芯片来个介绍。
第一说说那个系列：
可能有uc184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，uc184x是军用的，uc284x是工业级的，uc384x是商品级的。
在同一级别里，别离有二、3、4、5四个型号,比如uc384x
下面是那个芯片的框图：
芯片的功能
芯片依照外部的按时电阻、电容所确信的频率，输出一个占空比不大于50%的方波用于驱动开关管工作。
输出的驱动波形的占空比受反馈电压引脚和电流取样引脚的双重操纵。
芯片的功能专门好很壮大，这短短的几句话又如何真正涵盖因此的内容，因此我要结合上面面的框图和引脚功能的简单介绍，慢慢白话。
3、 原理图设计
在选择好操纵芯片和主回路拓扑结构以后开始进入原理图设计时期。
电源输入部份
第一是电源输入部份，一个最大体的概念确实是开关电源本质上是将直流变换到直流的，因此网电的220AC并非能直接用于变换，必需加上整流和滤波，那个地址用了简单的桥式整流和一个220uF/450V的铝电解电容。
整流桥的选择主若是电流和耐压，很容易能够选择到适合的型号。
那个地址要多提一句的是电解电容的容量，多数情形下我身旁的同事会取一个“确信够”的容量，继续追问如何判定“确信够”时往往得不到准确的答案，因此我略微简单地对那个电容的取值进行计算，以期说明如何选择适合的电容量。
第一，那个计算的原理是如此的，由于输入电压是波动的，桥式整流后输出的是持续正半周的正弦波，咱们假设前一个正弦波下降到某个值，例如250V，反激电源即便以限定的最大占空比也无法保证输出电压的稳固时，作为电压的极限值，而直到下一个正弦波上升到那个值以上时，才会由整流桥的输出供电，而这期间，要依托电容的放电来保证电路的正常工作，电容量必需要知足这一要求。
可是若是真的进行计算就会发觉要用到三角函数等等，计算会很麻烦，为了简化，做以下简化模型：
电容上的电压在输入电压峰值到来的刹时被充到峰值电压，尔后后面电路消耗的电能全数由电容供给。
此刻具体计算：
我那个电源要求知足AC220±22V的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压（峰值）确实是：
（220-22）*=280V
那么在电路部份的实际设计中我还要为那个值留一个波动的裕量，因此我要设计的电源在输入250V时仍能正常工作；那么电容上电压的波动确实是280-250=30V；
接下来我要确信电容充电距离时刻，依照上面的模型能够明白那个值是10ms：
然后计算后面电路消耗的电流。
关于开关电源的第一个重要公式：
Ipk:
原边电流峰值（A） P：
电源功率（W） q：
占空比最大值
V：
输入电压最小值（V）
按那个公式计算出原边电流的峰值，其中电源功率算100W（我感觉80%的效率挺好的），占空比，电压250V，那么电流峰值确实是。
那个地址再次简化模型以幸免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑占空比只有45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是：
4=。
在10ms内以放电，能够放掉的电荷量：
*=*10-3（C）[那个C不是要版权的意思，是电量单位库仑] 那么:
只是考虑到铝电解电容20%的容量误差和容量会随着时刻推移慢慢减少，那个地址我选择220uF的电容。
在大功率的电源里，那个电容的存在会阻碍电源的功率因数，因此有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数，称为PFC（Power Factor Correction，功率因数校正），那个概念相当于用电感和电容组成一个串联谐振电路，使那个回路对50Hz的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不阻碍功率因数。
只是我那个小电源里就不管这一套了。
再说一说电源滤波的问题，在多数电源里会加一组由安规电容及共轭滤波电感组成的滤波系统，另外再加上一些自恢复保险、压敏电阻等组成爱惜电路，但那个地址临时也不管。
芯片的供电回路
第一要解决的确实是PWM芯片的供电问题，关于UC3844这款芯片来讲，经常使用的供电电路是那个样子的：
第一是整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组T2代替向芯片供电的任务。
为了使芯片正常工作，第一确实是要选择一个适合的大阻值的电阻向芯片供电。
那个地址第一要看一下一些已知条件：
芯片的工作电压是10～16V，要使芯片开始工作必需使芯片的供电电压达到16V以
上；
芯片的一样工作电流是10mA，待机电流是（是最大值，标准值是）； 芯片的最大工作电压是36V；
芯片内部有一个36V的稳压二极管，齐纳电流是20mA；
先考虑最坏情形下，芯片不能损坏的电阻值：
也确实是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，现在输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在30mA的电流下不能超过36V。
假设电源电压是220+10%，那么整流滤波后的直流电压是342V，那么电阻值R的取值确实是：
也确实是说电阻的取值最小不能小于10K；
接下来考虑那个电阻取值的最大值，那个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能知足启动要求的16V，也确实是说供电电流大于时芯片仍能取得16V的电压。
假设电源电压是220-10%，那么整流滤波后的直流电压是198V，那么电阻值R的取值确实是：
即电阻的取值应该在10K～364K之间。
上面是极限值的计算，接下来计算比较一样的情形，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，假设是12V。
即馈电绕组的输出是12V。
那么那个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出此刻芯片引脚上的电压低于12V，那么电阻值为：
即理想的电阻阻值应大于33K。
那么那个电阻的阻值选的过大会发生什么情形呢？
当芯片没有开始工作时，输入电压通过那个电阻向芯片电源上的滤波电容C2充电，直到电压达到16V以后芯片才会开始工作。
若是那个电阻设置的过大，那么在那个滤波电容C2有必然容量的条件下，那个充电进程会比较长，乃至你会看到如此一个情形，在为电源接通输入后，电源似乎会沉默一会儿然后才“啪”的一声开始工作。
我感觉你可不能喜爱发生这种状况，因此那个电阻不宜取得过大。
在我做的那个电源中，我决定把那个电阻选为39K。
在那个取值上，电阻的功率并非是专门大的问题，假设342伏的电压全数加在电阻上，电阻的功耗是3瓦，但因为它大体上是在芯片启动的那一段时刻工作，因此用个1～2瓦的电阻都能够。
可是必需注意到这是一个有耐压要求的电阻，缘故固然不用我做过量的说明，大体上这应该是一个耐压300V的电阻，留出余量以后选用400V的耐压档位是比较理想的。
选定了那个电阻，其他的部份就相对简单一点了。
第一是滤波用的电容，那个地址电容的取值是如此确信的，当电容充电到16V的时候，电路开始工作，除电路本身逻辑要消耗10mA的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA电流，那么总的电流消耗大致算50mA；而由于软启动（后面再详细说）、电源的慢慢稳固等等因素存在，可能在10ms内无法由馈电回路提供电源，现在芯片就要消耗电容存储的能量。
那个存储的能量必需在10ms内维持不能跌落到10V以下，不然芯片会再次进入欠压锁定。
那么在10ms内维持50mA的电流，需要的电量确实是：
那么电容量要知足：
实际选择100uF，耐压36V的型号，再并联一个的无极性的电容减少铝电解电容的ESR较大的阻碍。
那个电容若是太大，会像前面说的，电路的启动进程太慢，注意这可不是通常说的对电路有爱惜作用的软启动。
因此电容值适当就好。
馈电绕组的整流二极管选用肖特基的，耐压超过36V（超过芯片内的稳压二极管，如此在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过100mA即可（几乎所有的二极管都能知足）。
按时电阻和电容
决定芯片输出频率的是按时电阻和电容，但在开始的时候必需先介绍一下芯片的电压基准。
在芯片内部有一个5V的电压基准（关于军品和工业品级的芯片那个基准的精度是1%，而商用级的是2%），那个电压基准是很有效的，第一它被用来给按时电路充电，第二能够用于电压反馈电路的供电，最后能够用来在调试初期判定芯片是不是正常工作。
在芯片的数据手册里，说明了在按时部份，那个5V电压第一通过按时电阻RT向按时电容CT充电，当CT充电到时，会触发一个的电流源对电容放电，放电到时停止放电，电容再次开始充电。
那个充电-放电的进程周而复始，从而确信了芯片的振荡频率。
在3842/3843芯片中，那个振荡频率确实是输出的开关频率，而在3844/3845芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每2个“偷吃”掉一个，进而形成最大50%的占空比。
另一方面，这一对按时电阻和电容不但决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。
那个机制是如此的：
不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在按时电路的充电期内输出高电平。
芯片数据手册的时序图就表现了那个情形。
在图的左侧按时电路的电阻较大而电容较小，那么充电的进程较长而放电的进程较短，那么输出波形的占空比就能够够专门大；右边按时电路的电阻较小而电容较大，那么放电进程就会占整个振荡周期的相那时刻，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。
在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的阻碍，工作频率只有10～20KHz，而现在已经有工作在数兆赫兹的开关电源。
一样来讲随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就能够够做的更小，可是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。
在一个正常的设计中不该该追求太高的工作频率，在这次设计的电源里，打算的开关频率大约是100KHz，也是就芯片的振荡频率在200KHz上下。
因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，因此在原理设计时期，大体上工作频率有一个预期就能够够了，随着工作的深切那个值会被确信下来。
在那个部份要注意因为按时电阻、电容决定芯片的工作频率，而那个频率是整个电源工作的灵魂，因此这两个元件应选择精度较、稳固性都比较好的型号。
随意决定这两个元件可能会对你的产品造成灾难，比如一样的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移和阻值、容量随寿命的转变，极可能会显现电源一生产出来就有的能用有的那么不能，冷性能用而热机不能，然后发货到全国各地1～2年以后开始显现故障等等悲催的情形。
因此要提示负责采购的人员，那个地址的电阻要±%～±1%的金属膜电阻（那个档次的电阻一样温度系数也不错），而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。
开关管驱动部份
开关管的选择需要做一些计算，因此除那个是个有必然耐压要求的功率MOS管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。
在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，驱动速度一样讲是足够的（50ns@1nF），那个地址说一下其他的一些部份。
第一是栅极电阻，那个电阻的存在能够抑制由于MOS管的结间电容、引线电感等引发的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被发觉但却带来严峻的损耗和噪声辐射。
通常那个电阻为20欧左右。
另外，通常MOS管的栅极具有一个极限的电压，那个电压一样是25V，即即是高耐压的管子那个电压也就30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的VCC引脚的，而在电路的结构上那个引脚是有可能显现36V的电压的（尽管可能性极小，只出此刻馈电绕组的电压异样升高时，例如反馈系统故障），如此就会带来MOS管门极被击穿的后果，因此通常那个地址需要加一个爱惜用的稳压二极管，我个人更偏向于加一个电压为25V的高速TVS管，这种TVS管具有比较小的结间电容，从而对MOS管驱动的阻碍更小一点。
电流采样部份
这款芯片之因此被称为电流操纵型的，确实是因为它所输出的PWM波形的占空比不但受到反馈电压的操纵，还受到通过变压器原边的电流的操纵。
那个地址注意和电压操纵型芯片的区别，在电压操纵芯片中或许有过流爱惜的引脚，但输出的PWM波形的占空比并非受到原边电流的操纵。
在电流采样部份，通过一个采样电阻，将通过原边的电流值转换为电压值，然后跟电压反馈的误差放大器的输出进行比较，当那个电流值达到误差放大器的输出所限定的电压时，输出驱动MOS管关断。
由于电压反馈的误差放大器的输出送到和电流采样值进行比较的比较器时，那个电压会受到一个的稳压管的箝位，也确实是说，电流采样值最大值应该是，即变压器原边电流峰值和采样电阻的阻值应该有以下关系：
由于变压器的原边电流跟变压器的设计相关，因此采样电阻先画在那个地址，具体的阻值留待后面设计变压器时集中计算；
在芯片的数据手册中，还提到那个采样值在送到芯片之前，需要通过一个RC滤波，没问题，也画在电路上，具体的值要等到调试的时候才确信。
爱惜MOS管的缓冲电路
由于MOS管的耐压事实上足够，那个缓冲电路并非是必需的，可是通常仍是要画一套那个电路在上面，会感觉对得起MOS管一些——事实上那个缓冲电路的存在为电源的整体靠得住性又争得了一些裕量。
那个电路的大体原理是：
当开关管断开的刹时，会在原边绕组上激起一个反电动势，那个电动势的值前面讲过可能是输入电压的2倍。
现在若是电路中存在上面的缓冲电路，那个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。
因为关系到原边变压器的电感量，这些元件的值留待变压器设计完成后再确信。
回忆一下，我那个电路设计到此刻，已经有了很多内容了，看看电路图：
输出侧
输出按要求一共有2组，一组是5V1A，一组是12V6A，大体的输出回路都是一样的，即变压器次级绕组反向端经肖特基二极管整流后输出，整流端直接接个滤波的电容。
这部份电路超级简单易于明白得。
可是要注意到，因为次级输出电流比较大，匝数比较少，这两组输出很难维持同时调整到适合的数值，因此一样只取其中一组输出的电压作为稳固值，另一组输出用其他方式再调整到适合的值。
我要做的那个产品关切的是12V的电压输出，因此我选择由12V输出反馈电压给PWM芯片。
5V这边先输出个再通过7805进行稳压给系统利用。
再每组输出上增加一个LED指示电压是不是输出。
这是设计电路的一个好适应，能够很直观地对电源的输出有个概念。
只要有可能我老是给电路增加个LED指示电压的存在。
电压反馈电路的设计
电压反馈电路是那个电源设计的一个关键环节，在UC3844的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组向芯片提供电压的反馈的，可是我仍是希望能够直接从12V电压的输出给芯片提供反馈电压，如此电压的输出就能够比较直接地跟踪12V了。
为了实现那个反馈，采纳了TL431和PC817这种很典型的设计，具体的电路是如此的：
为了能清楚地看清那个反馈回路，我把芯片内部的误差放大器也画出来。
第必然性地说明那个电路工作的原理，由R3和R7组成电阻分压网络，使TL431的1脚电压与电源输出的电压相关。
当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使TL431的1脚上的电压低于时，TL431开始起作用并在3脚吸入电流，如此光耦PC817的发光管就会亮起来，使得PC817的光敏管一端开始导通流过电流，并在R9上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。
而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（RS触发器的R端），如此直到：
输出电压达到12V 或
开关管电流达到限制 或
芯片本身限定的占空比的极限
在此之前输出的开关波形都可不能关断，MOS管都会处于开通状态。
至此完成电压反馈的进程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。
下面是元器件参数的选择：
R3和R7，一样都是R7用周密可调电位器。
R3选10K，那个很简单，不要太大也不要过小，而R7的值应该知足那个条件：
用Vout=12V，Vref=（TL431的参考电压），R3=10K代入计算R7=；为了便于调剂，选择5K的周密可调电位器。
下面是R2的值：
TL431正常工作时，3脚的电压老是，PC817的发光管的导通电压为，为了让PC817良好工作，应该在正常输出时让PC817的发光端有3mA的电流，如此就能够够开始计算：
按E24系列有的电阻值。
在图上我还画了一个R?
电阻，这是因为TL431有两种，一种必需有1mA的偏置电流，而另一种那么只需要1uA。
若是是用1mA的类型，在输出电压比较低（例如3V）时，可能通过PC817的电流无法知足1mA的偏置电流的要求，现在需要一个额外的电阻为TL431提供大体的偏置电流。
那个电阻的选择很简单，按1mA的电流去算就能够够了。
我那个电源是12V，因此实际的电路中不用那个电阻也没有问题。
在PC817的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。
那个地址注意要采纳射极电压输出的形式，以便维持反馈电压的相位的正确。
关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在那个地址加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。
那个部份对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必需对反馈环路进行相位补偿以幸免发生振荡。
通过数学运算或电路仿真取得电路的传递函数是超级困难的，我不以为我能够完成那个任务。
可行的方式是用网络分析仪进行开环、闭环的实际测量，例如安捷伦就出这种仪器。
只是我可不能为了做个百来瓦的小电源去跟老板提买台近10万元的设备的。
我的方式是电源出来以后，通过改换不同值的电容直到电路在各类条件下都不振荡……穷苦人啊。
除这种补偿形式，还有其他的两种补偿方式，能够在各类开关电源的书籍上找到，可是我那个地址用这种补偿就挺好的了。
软启动
最后，我要给电源加上一个绝对必要的爱惜手腕：
软启动。
将以下图连接到芯片的1脚将使电源取得软启动的功能。
芯片输出的开关波形受到芯片1脚上电压的限制，将那个电路连接到1脚后，1脚上的电压就被C21上的电压所箝位。
C21是在芯片开始工作，有了参考电压输出以后再通过一个1MΩ的电阻充电，如此直到C21上的电压达到之前，都会对芯片的开关波形有阻碍。
例如上面电路C21充电到历时大约是80ms，也确实是说电源的输出是在80ms内平稳上升的，如此能够幸免在电源刚开始工作时，由于没有电压反馈，而造成芯片以大占空比工作而致使的输出过冲；另外若是负载短路使得芯片爱惜而Vref消失，现在C21通过电容D10迅速放电，并在Vref恢复后再次开始软启动的进程。
如此在负载短路时电路就会处于所谓的“打嗝”状态而受到爱惜。
至此电源的原理设计就大体完成了，注意我没有对12V输出的电流进行检测和爱惜，这是不该该忽略的，尽管负载短路会使得输出电压为零并使得芯片处于打嗝状态，可是若是正好使输出电流较大但又不至于使芯片爱惜呢？
电源会一直工作在最大占空比的状态，最终烧毁变压器、次级整流二极管等，一旦这些部件烧毁，那芯片开关管也会随它们一路去的……
标准的爱惜方式是对输出电流进行采样，并把采样值放大后通过光耦反馈到芯片的1脚上去，一旦电流超过限定值就把1脚的电压拉倒到地上，从而关掉开关波形的输出。
只是我打算用个偷懒的方法看看，在输出回路加个自恢复保险丝看看先。
那么电路确实是如此了，接下来要进入开关变压器的设计计算环节。
4、 变压器设计
变压器设计永久是开关电源设计的门坎，能独立设计变压器，才算进了开关电源设计的门啊。
那个地址我不打算详细地介绍原理，只用直接的方式给出变压器设计工作的流程和相关的公式。
第一是流程：
以下别离介绍：
步骤1：
确信输出功率，最小输入电压，和占空比。
输出功率要适当考虑电源的效率，若是最为实验固然能够追求很高的效率，可是作为量产的电源把效率设置在75%～80%仍是比较合理的；最小输入电压要为输入电压的波动留足够的空间，占空比前面讲过，选45%。
据此，能够由公式1计算出原边的峰值电流。
公式1：
当峰值电流决定后，限流电阻也就能够够确信，芯片限流的比较值是1V：
公式2：
步骤2：
确信电源的工作频率，公式由UC3844的数据手册查到，注意关于UC3844，开关的频率是振荡器频率的一半。
那个地址实际是个循环的进程，先选定电容值（电阻值的规格较多，比较好配）；然后依照目标频率计算电阻值，在依照计算出来的电阻值选择接近的能买到的电阻，然后再反算能够实现的频率值，最为实际数值进行应用。
步骤3：
计算原边电感量
有了原边峰值电流Ipk、最小电压U、占空比q和工作频率f，就能够够计算出变压器的原边电感量：
公式4：
步骤4选定磁芯，计算原边匝数和气隙。
气隙是必需的，不然变压器很容易就会饱和，一旦变压器饱和，那么接下来确实是焰火秀了。
因为国产磁芯大体没有数据能够查，
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