IC课设报告 电流源负载共源极放大器的设计.docx
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IC课设报告电流源负载共源极放大器的设计
IC课设报告
题号：
题目：
电流源负载共源极放大器的设计
指导老师：
院系：
专业班级：
学号：
同组成员：
姓名：
一．背景简介
1.CMOS
2.Hspice
二．设计目标
三．设计思路概述
1.流程
2.高频分析
四．具体设计步骤
1.选取W/L的值
2.仿真单个MOS的特性
3.相关参数计算
4.小信号等效电路及增益，带宽
5.整体仿真增益和带宽结果
五．电路相关曲线仿真
1.直流特性仿真
2.瞬态分析仿真
3.功耗分析仿真
4.相位仿真曲线
5.幅值仿真曲线
六．理论与实际的讨论
1.数据
2.继续思考
七．课程小结
1.收获和建议
2.成员工作量
一．背景简介
1.CMOS
当今世界,随着计算机、通讯、网络技术的迅猛发展和全球经济一体化进程的加快,发展微电子产业的重要性已日益为各国政府及有识之士所接受。
当今社会进入到了一个崭新的信息化时代，微电子技术正是信息技术的核心技术。
集成电路（IntegratedCircuit,简称IC）就是将有源元件（二极管、晶体管等）和无源元件（电阻、电容等）以及它们的连线一起制作在半导体衬底上形成一个独立的整体.集成电路的各个引出端就是该电路的输入，输出，电源和地。
学习了解IC方面的知识已成为每一个当代大学生的基本要求。
共源极放大器是CMOS电路中的基本增益级。
它是典型的反向放大器，负载可以是有源负载或者电流源。
共源极放大器需要得到比有源负载放大器更大的增益。
设计电流源负载共源极放大器对学习了解IC有着本质的帮助和提高，这是理论与实践的相结合。
下图是电流源负载共源放大器。
这种结构采用电流源负载代替PMOS二极管连接的负载。
电流源是共栅结构，采用栅极加直流电压偏置VGG2的P沟道管
实现。
小信号性能可由模型中用gm2vout＝0（考虑M2的栅极交流接地）来求得。
小信号电压增益为：
取决于器件尺寸、电流和使用的技术，这个电路的典型增益在－10～－100的范围内。
为了用电阻性负载得到类似的增益，必须使用远远高于5V的电源电压。
电阻性负载方法还会大大提高功率损耗。
但是，这里应该提到的是：
对于低增益、高频率级，（如果不需要大量硅面积）用电阻负载会更理想，因为它们一般都有较小的寄生电容。
它们通常还比有源负载噪声小。
这是个有意义的结果：
随着直流电流的减小，增益上升。
这是因为输出电导正比于偏置电流，而跨导正比于偏置电流的平方根。
增益随ID减小而增加可一直保持到电流接近亚阀值工作区，即弱反型层出现，此时跨导变为正比于偏置电流且小信号电压增益成为偏置电流函数的常数。
如果我们假设亚阀区发生在电流近似为1μА的时候，又如果（W/L）1=（W/L）2=10，使用0.8μm模型的参数值可给出图所示的电流负载CMOS共源放大器的最大增益近似为－521V/V。
图示出了电流源负载作为直流偏置电流的函数的典型关系（假设亚区效应发生在近似等于1μА的时候）。
上图为中M2的栅极接到M1的栅极，即为推挽COMS共源放大器。
比较电流源和推挽共源放大器，可以得出，采用同样的晶体管，推挽共源放大器具有更高的增益。
这是由于两个晶体管都由vIN驱动的缘故。
推挽共源放大器的另一个优点是它的输出可以端到端的满摆幅工作。
推挽共源放大器的小信号能取决与它的工作区。
如果假设M1，M2都处于饱和区，就能得到最大电压增益。
我们可以借助图4-5来分析小信号性能。
小信号电压增益是：
我们注意到与电流源/漏共源放大器一样，电压增益同样受直流电流的影响。
2.Hspice
Hspice（现在属于Synopsys公司）是IC设计中最常使用的工业级电路仿真工具，用以对电子电路的稳态、瞬态及频域的仿真和分析，可以精确的仿真、分析、优化从直流到高于100GHz频率的微波电路。
目前，一般书籍都采用Level2的MOSModel进行计算和估算，与Foundry经常提供的Level49和Mos9、EKV等Library不同，而以上Model要比Level2的Model复杂的多，因此Designer除利用Level2的Model进行电路的估算以外，还一定要使用电路仿真软件Hspice、Spectre等进行仿真，以便得到精确的结果。
Hspice输入网表文件为.sp文件，模型和库文件为.inc和.lib，Hspice输出文件有运行状态文件.st0、输出列表文件.lis、瞬态分析文件.tr#、直流分析文件.sw#、交流分析文件.ac#、测量输出文件.m*#等。
其中，所有的分析数据文件均可作为AvanWaves的输入文件用来显示波形。
Hspice所使用的单位
Hspice有如下功能：
§电路级和行为级仿真
§直流特性分析、灵敏度分析
§交流特性分析
§瞬态分析
§电路优化（优化元件参数）
§温度特性分析
§噪声分析
§傅立叶分析
§MonteCarlo,最坏情况，参数扫描，数据表扫描
§功耗、各种电路参数（如H参数、T参数、s参数）等可扩展的功能分析
文件结构：
二．设计目标
设计如图所示的电流源负载共源级放大器，要求满足下列指标：
工艺
0.35umCMOS工艺
电源电压
3.3V
带宽
20MHz
输入直流电压为1.6V时的增益
30dB
负载电容
5pF
三．设计思路概述
1.流程
（1）．先由指标值（主要是增益与带宽）由公式倒推出大致符合设计要求的NMOS与PMOS的W/L的值。
（2）．写整个电路的网表，并用Hspice仿真验证所得到的W/L的值是否满足指标值，若不满足，则适当修改W/L的值，直至大致满足指标值。
接下来按题目所给的设计步骤完成相关参数的计算，即：
（1）．仿真单个MOS的特性，得到某W/L下的MOS管的小信号输出电阻和跨导。
（2）．根据上述仿真得到的器件特性，推导上述电路中的器件参数。
（3）．手工推导上述尺寸下的共源级放大器的直流工作点、小信号增益、带宽。
（4）．如果增益和带宽不符合题目要求，则修改器件参数，并重复上述计算过程。
（5）．一旦计算结果达到题目要求，用Hspice仿真验证上述指标。
（6）．如果仿真得到的增益和带宽不符合要求，则返回步骤2，直至符合要求。
2.高频分析
为了进行高频分析，共源放大器的小信号等效电路如图2所示。
这里，Cgs1是M1的栅极－源极电容。
注意，我们已经假设输入源极的输出电容可以忽略。
电容C2由M1和M2的漏极－衬底电容与负载电容CL的并联组成。
CL一般占主导地位。
在高频下分析电路可使用节点分析。
在节点v1，我们把所有离开节点的电流相加并设置总和为零，得到
其中：
。
而且，在输出节点有
其中：
。
得：
有趣的是，－3dB频率下的结果与使用零值时间常数分析技术[Gray，1993]的结果相同。
在这个技术中，通过假设其它所有电容器为零，计算出每个电容器的时间常数，在问题中用电压源代替电容器，再用电压源与从电压源流出的电流的比来计算出那个电容器看到的电阻。
电容器看到的时间常数就是电容乘以那个电容看到的电阻。
整个电路－3dB的频率为1除以单个电容时间常数的总和。
对于共源放大器，Cgs1看到的电阻是输入源极阻抗Rin，Cgd1看到的电阻。
在较高频率下，当增益不比1大很多时，第二个极点和零点必须考虑。
第二个极点的频率可通过假设极点是真实的并分隔很远，则分母可以表示为
四．具体设计步骤
1.选取W/L的值
由指标手工倒推出来的W/L的值始终无法仿真满足所有的指标值，我也尝试了任意修改W/L的值，却始终找不到仿真后满足增益指标和带宽指标的适当值。
无奈之下，只好记下了以下几组较接近指标的W/L的值（优先保证增益为30dB）。
NMOSW/L
PMOSW/L
IREF/A
增益/dB
带宽/hz
70u/10u
55u/10u
491u
30.1
8.45k
80u/10u
50u/10u
559u
30.3
9.12k
90u/10u
55u/10u
629u
30.1
1.02m
100u/10u
60u/10u
699u
30.0
1.21m
60u/5u
80u/10u
819u
30.2
1.37m
90u/5u
60u/5u
1.23m
30.4
2.12m
90u/3u
90u/3u
1.99m
30.7
3.15m
综合考虑增益和带宽指标且考虑到IREF应尽可能小，所以选取NMOSW/L：
90u/3u；PMOSW/L：
90u/3u这一组数据进行设计。
2.仿真单个MOS的特性
先仿真NMOS（W/L=90u/3u）的特性：
网表：
EX2.1usespicetosimulationMOSoutput
.lib"D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib"tt
.optionpost=2numdgt=7tnom=27
M12100N_33W=90UL=3U
VDS20
VGS101.6
.DCVDS030.1
.PRINTDCi（m1）
.END
仿真曲线：
再仿真单个PMOS（W/L=90u/3u）管的特性：
网表：
EX2.1usespicetosimulationMOSoutput
.lib"D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib"tt
.optionpost=2numdgt=7tnom=27
M12100p_33W=90UL=3U
VDS20
VGS10-1.6
.DCVDS0-30.1
.PRINTDCi（m1）
.END
仿真曲线：
3.相关参数计算
NMOS:
由NMOS仿真曲线知饱和区内两点：
VDS1=2.2V，ID1=1.97m；
VDS2=2.8V，ID2=1.98m。
由公式：
ID1/ID2=（1+λVDS1）/（1+λVDS2）
可算得：
λn=0.0086/V
CMOS:
由NMOS仿真曲线知饱和区内两点：
VDS1=2.5V，ID1=5.51u；
VDS2=2V，ID2=5.45u。
由公式：
ID1/ID2=（1+λVDS1）/（1+λVDS2）
可算得：
λp=0.023/V
由公式：
r=1/（λID）
取ID=1.98m,则可算得小信号电阻rds：
rn=58.7Krp=21.9K
4.小信号等效电路及增益，带宽
从0.035um工艺表中可查得：
NMOS管
PMOS管
图中Vin=VGS=1.6V,CM断开，Rout=rn//rp，Cout=5pF
NMOS:
知：
gm3=0.005
由小信号等效电路图可得到增益公式：
Av=gm3*（rn//rp）
带宽公式的推导：
输出端接5PF的电容时，
Vout/Vin=gm3*（（rn//rp）//（1/CS））
=gm3/（1+RCS）（R=rn//rp）
=gm3/（1+jRCW）
其模为：
gm3/sqrt（1+R*R*C*C*W*W）
当sqrt（1+R*R*C*C*W*W）=sqrt
（2）时，对应的频率为带宽。
即：
R*R*C*C*W*W=1，即：
W=1/（RC）
f=W/（2π）=1/（2πRC）
由此就得到了带宽公式：
1/（2πRC）
带入值计算知：
增益：
20lgAv=20lg（gm3*（rn//rp））=38dB
带宽：
1/（2πRC）=2mHZ
如之前说明的一样，增益达到了要求，带宽达不到。
5.整体仿真增益和带宽结果
提供给NMOS的VGS为直流1.6V，交流1V.假设输出端接5PF的电容，当放大器被偏置在过渡区时，试用HSPICEVout（ω）/Vin（ω）的小信号频率响应，给出从0Hz到100MHz范围内的幅度和相位响应。
网表：
commonsourceampacanalysis
.optionslistnodepost
.op
M111VDDVDDp_33w=90ul=3u
M221VDDVDDp_33w=90ul=3u
M32300n_33w=90ul=3u
cl205p
IREF101.99m
VddVDD0dc3.3
Vin30dc1.6AC1
.ACDEC1010050MEG
.PRINTVDB
（2）VP
（2）vm
（2）
.LIB'D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib'TT
.END
仿真曲线：
从图上读出：
增益为：
30.7dB
带宽为：
3.15MHZ
这就是我们组最后设计的仿真结果，做了很多种尝试，始终不能在保证增益的前提下，进一步的提高带宽至20MHZ。
五．电路相关曲线仿真
1.直流特性仿真
输入为直流从0v到3.3v，步长为0.1v，电路如图所示，试用HSPICE仿真器得到Vout作为Vin函数关系的曲线。
确定Vout＝0V时Vin的直流值。
网表：
commonsourceampacanalysis
.optionslistnodepost
.op
M111VDDVDDp_33w=90ul=3u
M221VDDVDDp_33w=90ul=3u
M32300n_33w=90ul=3u
IREF101.99m
VddVDD0dc3.3
Vin30dc3.3
.dcvin03.30.1
.PRINTdcv
（2）
.LIB'D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib'TT
.END
仿真曲线：
2.瞬态分析仿真
当电路输入脉冲信号时的瞬态响应，仿真时间从0到4us。
网表：
commonsourceampacanalysis
.optionslistnodepost
.op
M111VDDVDDp_33w=90ul=3u
M221VDDVDDp_33w=90ul=3u
M32300n_33w=90ul=3u
cl205p
IREF101.99m
VddVDD0dc3.3
Vin30PWL（00v1u0v1.05u3v3u3v3.05u0v6u0v）
.tran0.01u4u
.printtranv
（2）v（3）
.LIB'D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib'TT
.END
3.功耗分析仿真
网表：
commonsourceampacanalysis
.optionslistnodepost
.op
M111VDDVDDp_33w=90ul=3u
M221VDDVDDp_33w=90ul=3u
M32300n_33w=90ul=3u
IREF101.99m
VddVDD0dc3.3
.TRAN1N200N
.measuretranp_AVG+POWERfrom=0n+to=100ns
.PROBEPOWER
.LIB'D:
\CMOS_035_Spice_Model.lib'TT
.END
仿真曲线：
4.相位仿真曲线
仿真输出的相位：
5.幅值仿真曲线
输出的幅值曲线图，未转化为dB前的幅值曲线图：
六．理论与实际的讨论
1.数据
指标的数据：
增益/dB
带宽/MHZ
指标值
30
20
理论值
38
2
实际值
30.7
3.15
MOS管及电流源的数据：
NMOSW=90ul=3u
CMOSW=90ul=3u
IREF=1.98M
2.继续思考
本组进行了很多次理论值的计算，也进行了很多次修改参数后的仿真，不停的计算，不停的仿真，不停的修改，不停的仿真，如此循环。
可是，在保证增益达到指标的情况下，却始终不能满足带宽的要求，而且与带宽的要求差距不小。
在我组成员的不断努力下，最终在保证增益的指标下，带宽调到了3.15MHZ，不知道这个结果能不能令老师满意，但是我们真的尽力了，也无能为力了。
增益与带宽本来就是两个相矛盾的量，相互制约着大小，调节使增益变大，带宽就会适当变小；调节使带宽变大，增益就会适当变小。
3.15MHZ不是我们组得出的最大带宽，继续增大W/L,并继续增大电流源电流，就可以保证增益指标的前提下，继续增大带宽，但是想了一下，很可能这种方法最多也就只能增大到5MHZ，已然远不及20MHZ，也没有其他思路同时达到增益带宽两个指标，而且时间有限，不能总是去不停的调参数，所以也就做到这里为止了。
题目中给出的VDD为3.3V,这也是限制指标增长的一个因素，如果可以增大VDD，那么相同参数下的增益必然将增加，这样就可以适当减小增益至指标值，借此来增大带宽，总有一个适当大的VDD值，能使增益为30db,带宽为20MHZ同时满足。
七．课程小结
1.收获和建议
开始拿到这个题目时，我毫无头绪，根本不知道要做些什么，最重要的是脑海中始终无法建立一个与之相关的模型，而这门课程又安排在一学期的最后时刻，正值各种考试来临，初始实在没有时间来思考盘算这门IC课设。
长达两个星期的考试期间这门课设就像一块石头一样始终堵在我的胸口，吐不出来，也咽不下去，很是烦心。
终于，考试结束了，但是也只剩下两三天的时间来完成这门课程设计了。
以前用过很多仿真软件，这次又学会了Hspice这款软件的用法，感觉这款软件功能十分强大，关键是这款软件很专业，IC集成电路等知识的仿真离不开这款软件，它是IC设计中最常使用的工业级电路仿真工具，用以对电子电路的稳态、瞬态及频域的仿真和分析，可以精确的仿真、分析、优化从直流到高于100GHz频率的微波电路。
理论与实践应该是互相促进，互相依赖的。
但是我读书十几年来，学的理论太多太多，进行的实践太少太少。
因此对于如何将理论运用于实践这一环节，我可以说是严重脱钩。
这次课程设计就是一个将理论与实际相结合的好机会。
然而，由理论算出来的值，在实践仿真中却完全不对头，这一方面体现了个人在理论与实践结合方面的缺陷，令一方面也说明了理论与实践存在一定的差异性，并且有时这种差异会很大。
这也提醒我们不要忽略实践学习，学理论是为了更好的实践，而不是忽略实践，逃避实践。
我们必须要相信自己。
刚开始，最后两个星期，那么多考试，还有一门什么也不懂IC课设，别提心里多着急。
但是一切都走过来了，甚至有几门课都是一天复习完，感觉考得还可以吧。
随着两个星期的逐渐了解，课程设计完成了，不论结果，至少思路是清晰的。
相信自己，半个月前，看似不可能的事情，如今都已完成。
很遗憾本组没有得出符合所有指标的结果，但这并不代表本组偷懒了，恰恰相反，本组成员都十分辛苦，刚刚考试完，并没有放松，而是连续熬了两个晚上，反复调了无数次参数，始终得不到满足所有指标的情况，才不得不提交一份最接近指标的参数，但是探索的过程很奇妙。
我建议将这门课程的时间提前，避免与考试冲突，也可能是时间安排不了吧，我相信老师们也想把课程时间提前。
2.成员工作量
本次IC课程设计，本组成员齐心协力，合作得很愉快，大家的辛苦劳动也得到了回报，不仅又掌握了解了一门课程的知识，而且这也是当今社会最热门的学问之一，不论从哪个方面来说，都很有意义。
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