参赛学校南京航空航天大学金城学院.docx

参赛学校南京航空航天大学金城学院.docx

《参赛学校南京航空航天大学金城学院.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《参赛学校南京航空航天大学金城学院.docx（11页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

参赛学校南京航空航天大学金城学院

自动化系“卓越工程师”

首届电子创新设计竞赛

竞赛选题：

参赛队名称：

负责人姓名：

参赛队员姓名：

负责人联系方式：

年月日

单相AC-DC变换电路设计报告

摘要

设计一个带有功率因数校正（PowerFactorCorrection）的单相AC-DC变换电路，系统主要部分包括：

功率因数检测电路，功率因数校正电路，同步整流DC-DC电路，由16Bit高精度差分式ADC组成的电流电压采样电路，以及采用32位微控制器STM32搭建的电源PID控制核心。

本设计能够在完成基本AC-DC变换的同时，检测并校正电源的功率因数，并使用PID算法进行调控电源的输出，达到较高的电压调整率以及负载调整率，电源整体效率达到95%以上。

关键词：

功率因数校正,同步整流,PID控制

一、系统设计方案论证与比较

在本设计中，采用电路模块设计思想，对整个电路以模块为单元，进行分析、比较和论证,系统总体结构图如图1-1所示。

图1-1系统总体结构图

1.数模转换模块（DAC）方案论证与选择

方案一：

采用DAC5574作为数模转换芯片

DAC5574是8位四通道数模转换器，可以将数字量转化成模拟量输出。

主机通过IIC总线技术和该转换器通信，并可以方便地选择不同的通道输出模拟信号。

虽然DAC5574的控制模式很多，但是它仅仅是8位，无法满足本设计要求的采样转化精度，故不采用此方案。

方案二：

采用TLC5616作为数模转换芯片

TLC5616是12位单通道电压输出型数模转换器，可独立接入外部电压参考，电流输出能力达到1mA，转换速率达到3us一次，功耗低至1mW。

主机通过高速SPI总线与其通信，通信速率可达18Mbps。

精度以及速度都能满足本系统的要求。

故采用此方案。

2.模数转换模块（ADC）方案论证与选择

方案一：

采用单片机片内模数转换模块

单片机片内模数转换模块的优点是模块集成于单片机内部，启动转换和读取数据的过程都能够被简化，减少了程序开销。

但是由于大部分单片机内部集成的模数转换模块都不具有外部输入参考电压的功能。

而且由于集成于片内，测量会受到数字电路噪声的干扰，故不采用此方案。

方案二：

使用ADS1115模数转换芯片

ADS1115是德州仪器生产的4通道16Bit高精度模数转换芯片，能够使用IIC通信协议进行数据读取和转换选项设置。

4个模拟输入通道可以根据要求配置成4路单端输入，和2路差分输入。

转换速率能够达到860次每秒，并带有电压门限比较和内部可编程放大器（PGA）。

使用其两路差分输入，以及内部可编程放大器，能够很好地满足本设计的要求。

故采用此方案。

3.功率因数测量方案论证与选择

方案一：

采用数字化离散测量

使用模数转换模块将电流和电压信息进行连续采集，然后使用快速傅里叶变换算法（FFT），分别求出基波电压和电流的初相位，然后根据相位差计算功率因数。

但是本方案容易受频率变化和频谱泄露因素的影响，在对模数转换模块的速度有较高要求的同时，还要求主控芯片实时进行大量数学运算。

故不采用此方案。

方案二：

采用过零比较电路进行测量

通过把电压波形输入过零比较电路进行整形，对电流波形使用电流互感器进行隔离采集。

能够得到和两路相位和电压电流波形对应的方波，只要通过单片机结合外部中断和内部定时器就可以得到两路方波的相位差。

电路结构简单，程序开销小，精度满足系统设计要求。

故采用此方案。

4.电流测量方案论证与选择

方案一：

采用ACS712线性电流传感器

ACS712是一种线性电流传感器，改器件内置有精确的低偏置线性霍尔传感器电路，能输出与检测的交流或直流电流成比例的电压。

但是该传感器会受地磁场的干扰，导致采集的电压值有很大的误差，不能满足本设计高精度的要求，故不采用。

方案二：

采样电阻结合运放放大

将电流采样电阻两端的电压输入到高精度宽共模范围窄带宽运放INA282，经过放大后使用差分输入模数转换器进行采集，就能够得到精确的电流大小。

由于采用了运放放大，采样电阻可以选择到0.02欧姆，可以减小测量电路的电能消耗。

故采用此方案。

5.功率因数校正方案论证与选择

方案一：

采用无源被动式功率因数校正方案

被动式功率因数校正也被称为“填谷式功率因数校正”，简单的示意图如图1-2所示。

图1-2示意图

两个电容切换充放电状态，把原来迅速向谷底下跌的波形进行了平滑拉升，提高了电压电流的相位一致性，因而提高了功率因数。

由于电容容值的限制,被动式功率因数校正的功率因数提升效果非常有限，达不到系统设计要求，故不采用。

方案二：

采用Boost升压式功率因数校正：

NPC1653

NPC1653片内集成了连续导通工作模式（CCM）的功率因数校正核心，在Boost升压拓扑结构的基础上加入电流闭环控制，使得输入部分的电流波形和电压波形相位一致，达到校正功率因数的目的。

Boost升压式功率因数校正电路元件体积小，校正效果好，满足系统设计要求，故采用此方案。

6.DC-DC变换部分方案论证与选择

Boost功率因数校正电路输出为高于36V的直流电，为达到设计要求，需要使用一级DC-DC变换电路进行降压，使得系统最终的输出为36V直流。

为了达到尽量高的效率以及提高最终输出电源的质量，本级DC-DC变换电路拓扑结构的选择就显得尤为重要。

方案一：

采用TL494搭建正激式DC-DC变换电路

正激变换升/降压范围宽，广泛应用于中小功率电源变换场合。

正激变换器的输出功率不象反激变换器那样受变压器储能的限制，因此输出功率较反激变换器大，但是正激变换器的开关管电压应力高，为两倍输入电压，有时甚至超过两倍输入电压。

驱动芯片TL494是一种价格便宜、驱动能力强、死区时间可控，同时带有两个误差放大器，当负载变化时来进行电压和电流反馈PI调节，这样进一步加强了电源的稳定性。

图1-3正激式DC-DC基本拓扑结构图

图1-3所示为正激式DC-DC基本拓扑结构图。

电路中需要一个高频变压器，电路参数的确定相对复杂，照成效率无法有效提升，故不采用此方案。

方案二：

基于LM5117的同步整流DC-DC方案

DC/DC变换器的损耗很大一部分是输出端整流管的损耗，即使采用低压降的肖特基二极管,也会产生0.4V~0.8V的压降,导致整流损耗增大,电源效率降低。

因此,使用同步整流DC-DC电路用通态电阻极低的电力MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗。

LM5117同步整流控制芯片，适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用。

其控制方法基于采用仿真电流斜坡的电流模式控制。

电流模式控制具有固有的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能。

使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制。

符合设计需求，故选用LM5117为DC-DC控制芯片

7.主控芯片方案论证与选择

方案一：

采用C51单片机作为MCU

虽然本队成员能够熟练应用51单片机实现不同需求，但是51单片机功能相对较弱，且速度较慢，所以此方案不采用。

方案二：

采用MSP430F149作为MCU

MSP430F149是德州仪器生产的16位低功耗微控制器，内部集成8通道12位ADC，能够满足设计采样的要求。

但是完成PID算法需要进行一定量的数学计算，控制器的运算速度要求较高，MSP430F149片内高速缓存（RAM）容量为2K，加上主频较低，故不采用此方案。

方案三：

采用STM32F103作为MCU

STM32系列微控制器是基于ARM-CortexM3内核的高速微控制器，F103带有64KFLASH代码空间，以及20K的片内高速缓存。

内核工作于72MHz，能够满足大量数学运算的需求。

故采用此方案。

二、分析计算

功率因数：

调制器传递函数：

反馈传递函数：

开环响应：

交叉频率：

当

其

三、电路设计

1.DC-DC变换部分

图3-1DC-DC变换部分电路原理图

DC-DC变换部分电路原理图如图3-1所示。

LM5117为DC-DC控制芯片，芯片的FB引脚为输出电压反馈引脚，在基础应用中，FB引脚接入输出电压的分压。

为了使输出电压可控，接入PID控制，提高系统的负载调整率和电压调整率，故设计了由双运放（INA2332）和一个电压基准TL431组成的反馈调制环路。

为了达到较好的瞬态响应，故采用1:

1回环控制。

运放B对电阻分压后包括一定交流分量的直流电压进行偏移，同时放大分压电阻分压倍数的倒数倍，达到1:

1控制的效果，运放A对偏移和放大后的反馈电压与DA输出的PID控制信号混合，这样可以提高DA的数位应用比。

运放A具有固定的电压增益，故还需要采用与增益相反的衰减。

2.功率因数校正电路

图3-2功率因数校正电路

功率因数校正电路如图3-2所示。

使用NCP1653搭建升压式功率因数校正电路模块，NCP1653是一款设计成连续导通型的功率因数校正用升压式的PFC电路，它可以工作在跟随升压或固定输出电压两种模式，工作频率固定在67KHz，有效地减小了升压电感的体积，减小了功率MOSFET的电流应力，从而降低了成本，采用SOP-8的封装，它的外围器件数量很少，在提供高可靠的保护的同时简化了PFC的操作。

3.功率因数检测电路

图3-3功率因数检测电路

功率因数检测电路如图3-3所示。

通过把电压和电流波形转换为方波，然后送入控制器计算相位差，就可以得到电流和电压波形的相位差，从而得到功率因数。

电压波形采集使用二极管半波整流分压再送入比较器的方式。

电流波形通过电流互感器后，直接可通过比较器变为方波，整个过程尽量避免加入导致相位误差的环节。

4.MOS管整流电路

图3-4MOS管整流电路原理图

MOS管整流电路原理图如图3-4所示。

采用MOS管进行整流，相比传统全桥整流电路能减少整流部分的效率损耗。

利用LM339比较器检测相位，然后使用光耦控制四个MOS管进行同步整流，其导通角控制尽量接近0以达到最大效率。

四、程序设计

1.数据采集部分程序设计

本设计采用的ADC以及DAC都使用串行通信接口，分别为：

SPI和IIC。

STM32芯片内部已经集成了硬件SPI和IIC收发器。

结合定时器中断和DMA（DirectMemoryAccess，直接内存存取），就可以完成数据的后台自动读取，在运行其他控制任务的时候，自动完成数据的传送，不会因为等待串行传送结束而浪费MCU时间。

DMA控制器是集成于STM32内部的数据传送控制模块，能够在内存和内存，内存和外部设备之间定时定量完成设备传输。

所以在主程序循环中，只要控制数据的12864液晶的显示和检测用户按键。

这样就保证了PID控制能够实时完成计算，计算出来的控制量能够立即传送到DAC来控制电源压稳定，程序简明流程图如图4-1所示。

图4-1程序简明流程图

2.PID部分程序设计

由于本AC-DC电源中的元件都不是理想器件，在运行过程中存在各种线性和非线性的误差，通过参数计算校正这些误差需要精确建模，显然不是一个简单易行的方案。

PID自动调整能够根据输出电压的误差进行实时的调整，通过整定PID参数，能够大幅度提升电压输出的静态误差和动态性能，能将负载调整率和电压调整率提升到系统的最好状态，PID算法流程图如图4-2所示。

图4-2PID算法流程图

由于电压控制主要目的是消除稳态误差，让电压尽快达到稳定值，故选用PI算法。

五、测试结果

1.功率因数校正测试

表5-1功率因数校正结果

功率因数

系统效率

系统负载

0.981

95.2%

72W（36V2A）

0.992

95.3%

72W（36V2.