宽动态范围突发模式可兼容的光接收机.docx

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宽动态范围突发模式可兼容的光接收机

大动态范围突发模式可兼容的光接收机

摘要：

这篇论文描述了光数据通信突发模式接收机的性能和特征，在前置放大器中使用了一差分传输阻抗放大器和自动阈值控制电路。

前置放大器的差分输出是dc耦合到判决电路来实现突发模式的兼容性。

接收机组装在一个双面压缩内嵌封装中同时有一个光连接器。

在200MB/s时伪随机码和突发模式信号的典型的敏感度分别为－31.5和－29.5dbm/AV，动态范围为27.5和25.5db。

工作比特率范围从dc到500Mb/s，差分输出为发射极耦合逻辑（ECL）。

1．简介

内置电脑通信的典型特征是在无数据存在的死区传输短的突发数据（长串0和1）。

非常适合突发模式工作的高速dc耦合接收机很难实现，因为要在只有几毫伏特的输入数据脉冲中心建立一逻辑阈值。

传统的的ac耦合光纤接收机如图1（a）倾向于连续数据的接收，除非数据的编码实现了人为数据的变换，巩固了dc基线，否则是不能用在这样的应用中的。

这是因为控制时间与极间耦合电容有关。

一个显然的解决方法是移去耦合电容来创建一个耦合接收机如图1（b），但这是不能解决问题的，因为任意输入dc偏置电压是有弱数据信号放大的，从而使放大器饱和。

一个较好的解决方法是按照输入信号波动的两个极端的的中心水平来放大数据。

但是实际上先于突发到达的输入信号的波动是不可知的，其变化的参数为100或更大，这就使得问题变得复杂。

因此，参考必须建立在飞行中，例如在数据突发开始的时刻。

图1.（a）传统ac耦合接收机。

（b）单端dc耦合接收机，移去耦合实现dc耦合

传统的接收机，光检测器发送一与光电探测器接收的输入光功率成比例的输出电流。

通过前置放大器的传输阻抗电流转换成电压，并且发送到一个判决电路的输入。

这个判决电路有可能是一个高增益的放大器或一个时钟再生的锁存器。

它的目的是存储一幅度不确定的模拟信号。

判决电路参考一中间电压Vref,在理想的情况下，前置放大器应该在Vref上下对称的波动，这决定于存在或不存在的光输出。

当光输出信号非常小时，对应的前置放大器的输出电压信号波动也很小，判决电路不可能检测到逻辑变换。

而且，即使已选择了Vref，逻辑变换时可测的，如果Vref不在脉冲的中心将会引起脉宽失真（PWD）。

如果输入脉冲幅度变化，Vref的位置必须变化来使PWD最小化。

先前的技术阐述这个问题时要求在开始一个突发时数据的前量字节为上十或百的比特来建立参考或忍受动态范围和敏感度的限制。

这篇论文中提议的是一个自适应的电路技术测量输入数据包的幅度和在突发开始字节阶段建立合适的参考基准。

Ⅱ.电路概念

为了与dc耦合接收机有关的难题如图1（b）所示，提出了一种新类型的dc耦合接收机。

图2显示了接收机的结构图。

A1是差分传输阻抗放大器，传输阻抗为Zr。

峰值检测器由可操作放大器，缓冲器和一个电容组成并且在A1输入和输出之间形成了一个负反馈。

A2是一个后向差分放大器，当一个信号电流Ii应用到A1的输入，峰值检测器创建一个参考的偏置Vref，精确的为输出信号的一半即

，

是有效的传输阻抗，

是峰值信号到A1的电流。

因此，前向放大器的输出

和

围绕着Vref对称的波动，如图3（a），在图中只简单显示了

的行为特性。

图2突发模式可兼容的dc耦合接收机的结构

在连续工作的范围内，Vref只依赖峰值输入。

但是，在突发工作中，偶尔会出现没有数据存在的情况。

在这种情况下，参考的偏置不允许为0，因为随机噪声的波动会触发判决电路，引起差错。

为了避免与噪声有关的差错，使用偏置调节电路1和2如图3（b）建立最小的dc偏置，Voffset和Vnoise是dc偏置和

的均方根噪声。

当偏置增加时，则能容忍更大的与噪声有关的差错，但是降低了接收机的敏感度和增加的脉宽的失真。

因此偏置的调整可以使之优化。

附加的要求施加在前向放大器：

当峰值监测器与单个的脉冲相比较时必须在某个时间进行充电，这样“冷”系统可以在突发数据的第二个比特时达到“热”系统的状态。

在数据传输的比特率达到500Mb/s（NRZ）时，可以允许2ns来获得脉冲幅度信息。

在[3]中有关于前向放大器电路的详细描述。

图3关于前节输出（简单的考虑了单个输出信号）。

（a）没有Voffset（b）有Voffset

图4描述了Voffset依赖于输出信号。

（a）Voffset太小的情况。

（b）Voffset太大的情况。

Ⅲ.实验

A.接收机的封装结构

图5显示了封装的内部（不包括光组件）和完成的封装。

封装是压缩双面内嵌封装体，包括二十个管脚和光连接器。

封装的体积是1.5cm（W）*3.5cm（L）*0.7cm（H）。

接收机的OSA包括一个InGaAs/InPp-I-n光二极管和光连接器（ST连接器）。

前节IC和判决电路IC是分开的。

接收机要求电源的供应为－5V+/-0.5V和－2V。

接收机总的电源的耗散大约为0.5W。

差分输出D和

为ECL－100K。

图5接收机

B.偏置调节

如Ⅱ节所述，偏转调节是接收机的一个重要的部分。

偏置调节先于OSA的附件，是通过R2的微调同时R1（见图2）用来取得合适的dc偏置电压Voffset=

（负值）。

1）Voffset设置：

Voffset由前向放大器噪声决定，判决电路的敏感性和噪声与带宽有关。

在另一个独立的论文中将描述噪声，判决电路敏感性和要求的偏置之间的关系。

这里面讲述了最佳的偏置依赖于数据信号的特性（连续或突发）。

实验中，当判决电路输出与BER计数器相连同时没有光信号，输入数据的格式设置为000…时就决定了最小的偏置电压。

使用偏置电阻R2（见图2），当取得特定的BER时差分偏置电压－（

）才降低。

BER为

时，最小的差分偏置电压大约为18mV。

有效的中心频段的差分传输阻抗

为30KΩ（单端有效的传输阻抗为15KΩ）,在波长为1.3um处，基本的敏感度基准转换为平均值大约为0.6uW的输入光功率（－32.2dBm/Av）。

通过任一耦合和光监测器损耗的转换敏感度将会降低。

在实际接收机中，差分偏置电压为安全起见设置为25mV，评估敏感度大约为－31dBm/AV。

图6Voffset与温度的关系，虚线是计算的前节噪声

C.Voffset对温度的依赖性

在前面提到了最小的偏置的设置由前向放大器输出噪声，判决电路的输出噪声和判决电路的敏感度（不明确宽度）的总和决定（在这种情况下判决电路是没有再生反馈的高增益、宽带放大器）。

如果我们进行最坏情况的假设，所有要求的偏置与噪声有关，我们希望：

如果噪声假设为纯粹的热噪声，则【4】：

图6显示了Voffset和

对温度的依赖性，Voffset对温度的依赖性可以通过实验测得。

可以通过

（2）画出，数据点（Δ）也通过实验测得。

可以看出在正常工作的情况下，周围的温度在0和100摄氏度之间时，满足

（1）的情况。

必须注意到Voffset依赖于电源供应电压。

电源供应电压可以接受的范围为－5＋/-0.5V。

D.敏感度和动态的范围

接收机的敏感度和动态范围依赖于数据的格式（突发或连续），比特率和输入光功率。

这些特性可以通过使用BER计数器和对输出波形直接的观察进行评估。

图7显示了判决电路的输出波形，（a）是300Mb/s，

伪随机码格式，（b）是300Mb/s（1011001110001111）突发模式结构，突发重复比率为1.07us，（c）是300Mb/s单脉冲格式，突发重复比率为12.0us。

一个高速激光器（λ＝1.30um）,字节发生器和BER计数器对其进行评估。

图8显示了在BER为

，从200到500Mb/s

的伪随机码格式时（NRZ）眼图的张开度与峰值光功率的关系。

结果显示了在200和300Mb/s时敏感度大约为－28.5dBm/峰值（－31.5dBm/AV），在400Mb/s时为－27dBm/峰值（-30dBm/AV）,在500Mb/s时为－26dBm/峰值（－29dBm/AV）。

在200和300Mb/s时最大可接受的功率为－0.97dBm/峰值，400Mb/s时为－1.43dBm/峰值，500Mb/s时为－5.2dBm/峰值。

在这些结果中计算的动态范围在表1中列出。

图9显示了在BER为

，突发模式为（1011001110001111）时眼图的张开度与光功率的关系，此时突发模式大部分为0和大部分为1，比特率为200Mb/s和500Mb/s（NRZ）。

1011001110001111模式的选择代表了一个很难的突发。

导致高数据率变换并包括一个数据频率的范围。

在大部分为0的模式中突发在前，紧跟着一长串0。

这种模式的实现使用了大部分为0的序列。

在BER为

时,200和300Mb/s接收机的敏感度为－25dBm/峰值,在400Mb/s时为－25.2dBm/峰值（-28.2dBm/AV）,在500Mb/s时为－21.5dBm/峰值（－24.5dBm/AV）。

突发模式实验的平均功率等式以占空因数为50％的假设为基础的。

实际的占空因数时3％（大部分为0）和97％（大部分为1）。

在200，300，400Mb/s最大的可接受功率为－0.97dBm/峰值,500Mb/s为－5.2dBm/s。

突发模式，无论大部分为0或大部分为1对敏感度或最大可接受功率没有影响。

不管模式是连续的或突发的，200Mb/s的动态范围大于25db。

对500Mb/s的突发模式的阐述论证了峰值监测器在接近2ns的时间取得脉冲幅度的信息。

图7接收机的输出模式。

（a）300Mb/s，

伪随机码格式（1ns/div）（b）是300Mb/s（1011001110001111）突发模式结构（10ns/div,突发重复比率为1.2us），（c）是300Mb/s（NRZ）单突发格式，突发重复比率为12.0us。

图8

伪随机码格式的眼图张开度与光功率的关系

图9在突发模式（1011001110001111）紧跟着304个0时眼图张开度与光功率的关系。

在200，300，400和500Mb/s实验中，突发重复率分别为1.6，1.07，0.8和0.64us。

在大部分为1的模式中使用一相对的数据序列。

峰值监测器90％的衰减时间小于100ns，所以在每种情况下监测器在每个突发的开端放电。

表格1

接收机的动态范围

（在200，300，400和500Mb/s实验中，突发重复率分别为1.6，1.07，0.8和0.64us。

）

在高输入信号基准下的接收机的高速性能部分是由于组成前向放大器和判决电路的差分状态的非饱和性质。

细节在别的地方描述。

图10显示了在50Mb/s连续的1010…格式下前放输出的幅度与峰值光输入功率的关系。

虽然输出电压的限制了输入功率>40uW/峰值，在输入功率接近1mW/峰值时电路适合连续工作。

高速峰值检测器的循迹限制同样是因为最大的可忍受的信号基准。

接收机的敏感度（最小可接收的光功率）由Voffset决定。

在突发模式的情况下，峰值监测器的性能同样是因为敏感性。

特别是，在突发情况下开始几个脉冲的脉宽损耗，虽然很小，但是仍然降低了眼图的张开度，连续模式和突发模式结果的不同是很显然的。

这是因为突发模式与连续模式相比降低了敏感度。

图11显示了逻辑1的宽度与脉冲定位的关系，与在200Mb/s时对于不同的输入光功率的突发信号（1011001110001111）有关。

图12显示了在100Mb/s时连续和突发信号的脉宽失真和输入光功率的关系。

图11在200Mb/s，对于不同的输入光功率的突发信号时，逻辑1的宽度与脉冲定位的关系

图12在100Mb/s时连续和突发信号的脉宽失真和输入光功率的关系。

E.BER与眼图张开度的关系

一般在特定的比特率和BER下，接收机的敏感度由最小的可接收的光功率决定。

但是眼图的张开度也是一个重要的因数。

这里眼图的张开度定义为一个比特阶段的一部分，这时逻辑1和逻辑0可以正确的由小于

的差错率分辨。

眼图的张开度对于非锁相电路是对边沿和放大器抖动，上升和下降限制的很好的表示。

一个AnritsuMP1601和AMP1602A的测试设置【5】对这些测量有用。

图13显示了200Mb/s连续伪随机码信号的BER和眼图张开度的关系。

当光功率是－30dBm/AV时，BER为

时眼图张开度大约为30％。

当光功率高于－21dBm/Av，BER与眼图的关系与功率是独立的，可以从图8中看到。

眼图的张开度同样受光脉冲的影响。

图13200Mb/s

伪随机码格式的BER和眼图张开度的关系

Ⅳ.结论

这篇论文描述了为突发模式光通信设计的dc耦合光接收的性能。

接收机的前放是差分类型的峰值监测器。

接收机工作的比特率从dc到500Mb/s（NRZ）,并且在连续模式和突发模式下输入的光功率可以高达850uW。

在BER为

，200Mb/s时接收机的敏感度可以为－31.5dBm/Av，着经过了实验的验证。

设备的高动态范围有利于高功率的激光器通信。

在突发模式兼容并行光通信时，前放成功的使用了12信道的光数据连接【6】。

这篇论文第一次报告了敏感度，最大的能量基准和突发模式的眼图张开度的测量方法。

论证了在200Mb/s时最大的输入光功率基准为850uW和－29.5dBm/Av的敏感度。