一步一步精通单端反激式开关电源设1文档格式.docx
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■步骤35–偏置绕组电容的选择30
■步骤36–控制极引脚电容及串联电阻的选择30
■步骤37–根据图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类型，选用相应的反馈电路元件31
■步骤38–环路动态补偿设计32
■系统应用需求
交流输入最小电压：
VACMIN，单位V
交流输入最大电压：
VACMAX，单位V
交流输入电压频率：
FL，单位HZ
开关频率：
FS，单位KHZ
输出电压：
Vo，单位V
输出电流：
IO，单位A
电源效率：
η
负载调整率：
SI
损耗分配因子：
Z
空载功率损耗：
P_NO_LOAD，单位MW
输出纹波电压：
VRIPPLE，单位MV
■步骤1_确定应用需求
●交流输入最小电压：
VACMIN
●交流输入最大电压：
VACMAX
输入（VAC）
VACMIN（V）
VACMAX（V）
宽电压范围
85
265
230或115倍压整流
195
自定义
●交流输入电压频率：
FL
50HZ或者60HZ，详见世界电网频率表。
本例设计取50HZ
●开关频率：
FS
大于20KHZ，常用50KHZ~200KHZ，由MOSFET芯片决定。
例TOP246Y开关频率频率为66KHZ/132KHZ,本例设计取132KHZ
●输出电压：
VO，本例设计取32V
●输出电流：
IO，本例设计取1.9A
●电源效率：
低电压（5V以下）输出时，效率可取75%；
中等电压（5V到12V之间）输出时，可选80%；
高压（12V以上）输出时，效率可取85%；
可参考MOSFET芯片厂商数据手册建议，如果没有更好的参考依据，可以使用80%
本例设计取85%
●负载调整率：
参考产品规格书，TOP246Y提供4重负载调整率：
±
10%，±
2.5%，±
1%，±
0.2%
本例取±
●损耗分配因子：
Z，如果Z=1，说明所有损耗都在次级侧。
如果Z=0，说明所有损耗都在初级侧。
如果没有更好的参考数据，可以使用Z=0.5。
●空载功率损耗：
P_NO_LOAD，可参考MOSFET芯片厂商数据手册建议，本例取520MW
●输出纹波电压：
VRIPPLE，小于200MV
■步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压VB
以TOP246Y为例：
■步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量
3.1、选择输入存储电容CIN的容量
⑴输入滤波电容器容量的选择（简单估算）
为降低整流滤波器的输出纹波，输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。
令每单位输出功率（W）所需输入滤波电容器容量（μF）的比例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应取k=（2～3）μF／W；
当交流电压u=230V（1±
15％）时，应取k=1μF／W。
输入滤波电容器容量的选择方法详见附表l，Po为开关电源的输出功率。
⑵输入滤波电容器容量的选择（准确计算）
准确计算输入滤波电容器容量的方法输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。
CI值选得过低，会使UImin值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。
但CI值取得过高，会增加电容器成本，而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。
公式1：
→wt=
→t=
⑴
公式2：
电容放电过程中放掉的能量
Q=1/2*CIN*
=1/2*C-1/2*C
=1/2*C-】
又Q=PIN*（）=PO/η*（）
所以：
Q=1/2*C-】=PO/η*（）
→CIN=⑵
1对于正常输入电压范围：
输入电压为AC195-265V，那么最低输入电压为AC195V，在该输入电压的情况下，整流后输出电压峰值一般为195*√2=275V，输入电容的选择一般根据整流后最低输出电压来计算，如果我们考虑整流后最低输出电压为240V，则有
由195×
1.414sinwt=240，可以计算wt=61,可以计算出在单个脉动周期内，
Tc==1.6ms,放电时间为8.4ms；
C==64*F=64UF》=1*PO
2对于宽输入电压范围：
输入电压为AC85-265V，那么最低输入电压为AC85V，在该输入电压的情况下，整流后输出电压峰值一般为85*√2=120V，输入电容的选择一般根据整流后最低输出电压来计算，如果我们考虑整流后最低输出电压为90V，则有
由85×
1.414sinwt=90，可以计算wt=49,可以计算出在单个脉动周期内，
Tc==2.3ms,放电时间为7.7ms；
C==171*F=171UF∈（2~3）*PO
综上：
设计合理。
一般设计时，设定桥式整流管连续导通时间tc=3ms，则放电时间为7ms；
3.2、确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX
考虑到铝电解电容20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，根据上面计算再综合考虑选择合适的电容容量后，就可以确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX了。
同理由以上公式2变形公式得：
●最小直流输入电压VMIN=
其中所用单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒及法拉第。
●计算最大直流输入电压VMAX=
■步骤4_输入整流桥的选择
50HZ交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输入滤波电容得到直流高压U1。
在理想情况下，整流桥的导通角本应为180度（导通范围从0度~180度），但由于滤波电容器C的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有输入电流经过整流桥对C充电。
50HZ交流电的半周期时间为10ms，整流桥的导通时间tc≈3ms，其导通角仅为54度（导通范围是35度~90度）。
因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。
桥式整流滤波电路的原理如图1（a）所示，整流滤波电压及整流电流的波形分别如图1（b）和1（c）所示。
整流桥的主要参数有反向峰值电压UBR（V）,正向压降UF（V）,平均整流电流Id（A）,正向峰值浪涌电流IFSM（A）,最大反向漏电流IR（uA）。
整流桥的反向击穿电压UBR应满足下式要求：
UBR≥1.25
（1）
举例说明，当交流输入电压范围是85~132V时，=132V，由式
（1）计算出UBR=233.3V,
可选耐压400V的成品整流桥。
需要指出，假如用4只硅整流管来构成整流桥，整流管的耐压值还应进一步提高。
譬如可选1N4007（1A/1000V）、1N5408（3A/1000V）型塑封整流管。
这是因为此类管子的价格低廉，且按照耐压值“宁高勿低”的原则，能提高整流桥的安全性与可靠性。
选择平均整流电流IAVG。
方法一：
设交流输入有效值电流为IRMS，计算IRMS的公式如下：
IRMS=
（2）
式中，PO为开关电源的输出功率，，μmin为交流输入电压的最小值，为开关电源的功率因数，允许=0.5~0.7。
由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流，因此整流桥的平均整流电流Id<
IRMS,一般可按Id=（0.6~0.7）IRMS来计算IAVG值。
例如，设计一个7．5V／2A（15W）开关电源，交流输入电压范围是85～265V，要求η=80％。
将Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7一并代入
（2）式得到，IRMS=0．32A，进而求出Id=0．65×
IRMS=0．21A。
实际选用lA／600V的整流桥，以留出一定余量。
方法二：
●;
其中
其中IAVG为平均输入电流。
变压器输入平均电流IAVG=，其中VMIN从步骤3中得到，。
■步骤5_确定发射的输出电压VOR以及钳位稳压管电压VCLO
5.1VOR的确定
当开关管断开，变压器能量传输时，次级线圈电压通过匝比反射到初级的电压即为反射电压。
VOR一般在80V~135V之间选取，选取应符合以下规则：
1VOR越高，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输；
原因：
根据伏秒积定律有：
（-）*=*
得：
=
VOR越高，DMAX越大，可减小输入电容的容值，提高低压时的能量传输
2VOR越高，输出二极管的反向电压越高，二极管损耗越大；
输出二极管的反向耐压>
VO+*VMAX,VOR越高，，输出二极管的反向电压越小，二极管损耗越大。
VOR越高，变压器匝比越大,输出二极管的反向电压越高；
⑶VOR越高，增加变压器的漏感，降低效率，EMI增大；
=,VOR越高，变压器匝比越大，变压器漏感越大，损耗越大，导致效率降低；
⑷VOR大于135V，容易把开关管击穿，VOR小于80V容易引起开关管在启动时的保护。
又IAVG==IP/2*DMAX（DCM模式）
DMAX越小，IP越大，容易引起开关管在启动时的过流保护。
5.2确定RCD+Z钳位的大小
注意：
1
VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．
2
VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）
3
MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）
4
如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
5
VRCD是由VRCD1和VOR组成的
6RCD吸收回路的R值越小，开关电源的效率越低；
R值越大，MOS功率管有可能被
击穿。
1.测量变压器的初级漏感Lik
初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。
需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。
当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%--5%
2.确定设计的电源的开关频率fs
3.确定正确的峰值初级电流IP
4.确定初级MOSFET所允许的总电压，并根据以下公式计算
Vmaxclamp=-*
（注释：
建议至少应维持低于MOSFET的20%的电压裕量，以满足瞬态电压要求。
对于通用输入设计，建议Vmaxclamp<
200V。
Vmaxclamp不应小于约1.5*VOR。
）
5.确定箝位电路的电压纹波Vdelta
建议典型值应为Vmaxclamp的10%。
6.根据以下公式计算箝位电路的最小电压：
Vminclamp=Vmaxclamp-Vdelta
7.根据以下公式计算箝位电路的平均电压Vclamp：
Vclamp=Vmaxclamp-Vdelta/2
8.根据以下公式计算漏感中贮存的能量：
=*LIK*
9.根据以下公式估算箝位中的能量耗散Eclamp：
1.5W≤POUT≤50WEclamp=0.8*
50W≤POUT≤90WEclamp=
90W<
POUTEclamp=*（）
连续输出功率<
1.5W的电源通常不要求使用箝位电路。
并非所有的漏感能量都会转移到箝位。
因此，在计算箝位所消耗的真实能量时，应使用以上公式并将峰值初级电流IP替代为仅流入箝位的电流IC。
由于IC难以计算或测量，我们将根据已知的比例因数调整ELL，从而估算出箝位中耗散的能量：
Eclamp。
10.根据以下公式计算箝位电阻值：
Rclamp=
这里计算出的Rclamp值是第一近似值。
在电源制作完成后，应用示波器测量峰值电压Vclamp，然后将其与这里所使用的值进行比较。
如果测量值低于预期值，应增大Rclamp的值，直到测量值与这些计算结果相符。
如果测量值高于预期值，应减小Rclamp的值。
11.箝位电阻的功率额定值应大于：
12.根据以下公式计算箝位电容值：
Cclamp=
13.箝位电容的电压额定值应大于：
1.5*Vmaxclamp
14.根据以下公式指定TVS击穿电压的近似值：
VZ=Vmaxclamp+20V
由于齐纳二极管在导通时无法承受器件中的瞬时峰值功耗，因此必须使用一个TVS。
15.TVS的功率额定值大小应能够处理在正常工作及过载条件下所贮存能量的差异。
PTVS>
*LIK**fs
16.应使用快速或超快恢复二极管，将其用作箝位电路中的阻断二极管。
在有些情况下，使用标准恢复二极管有助于提高电源效率及EMI性能。
用作此用途的标准恢复二极管必须列明指定的反向恢复时间。
使用这种二极管时应特别注意，确保其反向恢复时间低于可接受的限值。
如果未经全面评估，不建议批准基于标准恢复二极管的设计。
17.阻断二极管的峰值反向电压值应大于：
18.阻断二极管的正向反复峰值电流额定值应大于IP，如果数据手册中未提供该参数，则平均正向电流额定值应大于：
0.5*IP
二极管的平均正向电流额定值可指定为较低值，它主要受热性能的约束。
应在稳态工作期间及最低输入电压条件下测量阻断二极管的温度，以确定其额定值是否正确。
散热性能、元件方位以及最终
产品外壳都会影响到二极管的工作温度。
当KP≥1时，KP=KDP
KP用以表征开关电源的工作模式（连续、非连续）。
连续模式时KP小于1，非连续模式KP大于等于1.KP较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的IP和IRMS值较小，此时可选用较小功率的MOSFET，但高频变压器体积相对要大；
反之，当选取的KP较大时，表示连续性较差，此时高频变压器体积相对较小，但需要较大功率的功率开关。
在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约是不连续模式的4倍。
设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET和高频变压器的损耗，提高电源效率，但工作环路稳定性不好控制，许多设计师宁可采用非连续状态（KP=1.0）设计，这样控制环路较容易稳定。
当采用TOPSwitch时，由于建立了环路的补偿，使它能利用一个简单的外部RC网络来稳定环路，而不受工作状态影响。
对于KP的选取需要根据实际不断调整取最佳。
●当KP≤1，KP=KRP，连续模式，见图9.
KP=KRP=,其中IR为初级纹波电流，而IP为初级峰值电流。
●当KP≥1，KP=KDP，断续模式，见图10.
其中KP表示电流连续的程度，KP=KDP=，由伏秒积定律得，
VOR*t=（VMIN-VDS）*D*T→t=带入上式得
KP=KDP=
对于KP的选取，一般由最小值选起，即当电网入电压为100VAC/115VAC或者通用输入时，KP=0.4;
当电网输入电压为230VAC时，取KP=0.6，非连续模式设计当中，设定KP=1，KP值必须在表5所规定的范围之内。
下面从几个方面来讨论两种模式的优缺点。
1功率元器件的选择
在DCM模式下,初级电流和次级电流的大小是CCM模式下的两倍多,大的峰值电流需要电流应力比较高的MOSFET和二极管,这样势必会增加元器件的成本,因此如果从功率元器件的选择方面来进行比较的话,选择CCM模式会比DCM模式占优势。
2变压器体积。
从铁心窗口面积与截面积的乘积的比值可以看出,DCM模式下的反激式变压器要比CCM模式下的反激式变压器小很多。
但是在实际应用中,由于DCM模式下的磁密变化幅度比CCM模式下的要大,如图3所示,所以其铁心的铁损也更大。
因此在上面铁心窗口面积与截面积的乘积公式的计算时,对于DCM模式,最大磁密Bm的取值必须要更小一些。
实际的DCM模式下的变压器会比CCM模式下的小,但是没有理论公式计算的那么小。
（3）输出滤波器LC的大小。
DCM模式有较大的次级峰值电流,开关管关断时刻,所有的次级大电流流入电容C,假设其等效串联电阻为Resr,这将产生窄而高的输出电压尖峰Ip（Np/Ns）Resr。
而通常来说,电源是以有效值或峰-峰基值来规定输出电压纹波要求的,尖峰的宽度通常小于0.5Ls（随时间常数Resr不同而不同）,因此这样的高尖峰的有效值很小。
当选用大容量输出滤波电容时,电流很容易满足有效值纹波要求,但电源会输出危害很大的尖峰电压。
因此,通常要在反激式变换器后面加小型的LC滤波器。
因为在DCM模式下有较高的尖峰电压,所以需要LC值较大的滤波器以达到满足纹波要求的目的。
DCM模式较大容量的LC滤波器需要占用较大的体积,这在一定程度上缩小了反激式开关电源工作在DCM模式和CCM模式下体积大小的差距
（4）从其它方面来分析。
除了可以从上面的因素来分析两种模式对开关电源的影响之外,还可以从损耗以及EMI等方面来分析。
譬如,由于DCM模式下初级和次级电流都比较大,同等条件下的损耗会相应的增大,以至于降低开关电源的效率。
■步骤7_根据VMIN和VOR确定DMAX
●连续模式（KP≤1）。
DMAX=
●断续模式（KP≥1）。
■步骤8_计算初级峰值电流IP、输入平均电流IAVG和初级RMS电流IRMS
输入平均电流IAVG=
IAVG=[（IP-IR）+IR/2]*D
=[IP-KP*IP+KP*IP/2]*D
=[（1-KP/2）*IP]*D
得，
峰值电流IP=
有效值又叫“方均根值”-----先进行“方”（平方）运算，把其化为功率；
再进行“均”
（平均），在一个周期内进行功率平均；
最后进行“根”（平方根）运算，计算出有效值。
设一周期电流I（t）通过电阻R，由于电流是变化的，各瞬间功率R不同，在极短时间dt内产生热量为Rdt,在一个周期T内产生的热量为
如果通过电阻R，经过时间T产生相等热量的直流电流的大小为I,
则有
=RT→IRMS==
初级RMS电流IRMS=IP*
此时，I1=0，则
初级RMS电流IRMS=
■步骤9_基于AC输入电压，VO、PO以及效率选定MOS管芯片
■步骤10_设定外部限流点降低的ILIMIT降低因数KI
如果应用要求有很高的效率，可以使用比实际所需更大的MOS管芯片，在外部将芯片限流点ILIMIT降低，从而可以利用其较低的RDS（ON）来提高效率。
ILIMIT（MIN）=缺省ILIMIT（MIN）*KI
ILIMIT（MAX）=缺省ILIMIT（MAX）*KI
■步骤11_通过IP和ILIMIT的比较验证MOS芯片选择的正确性
当KI=1.0，应满足IP≤0.96xILIMIT（min）。
当KI<
1.0，应满足IP≤0.94xILIMIT（min）。
一般选择IP满足IP≤0.9*ILIMIT（min），这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠性工作范围而留有余量。
•如有必要选择更大型号的MOS管芯片。
■步骤12_计算功率开关管热阻选择散热片验证MOS芯片选择的正确性
在低电网输入电压时，计算TOPSwitch的导通的损耗：
=*（100℃高温下）
在低电网电压条件下计算TOPSwitch的开关损耗：
**fs
式中
是漏极的外部结电容。
作为总损耗的函数，可用下式来计算的TOPSwitch结点温度：
RJA≤（TJ-TA）
/PD
那么：
/PD≤≤
其中，TJ表示芯片的允许结温，TA表示工作环境温度，RJA表示允许的总热阻。
RJA=RJC+RCS+RSA
RJA的大小与管芯的尺寸封装结构有关，一般可以从器件的数据资料中找到。
RCS的大小
与安装技术和器件的封装有关，对于TO220封装，一般用2左右，RSA为合适的散热片热
阻。
如果散热片尺寸比较大或无法实现，那么应当选用更大功率的TOPSwitch结点温度，如果
有必要减少功耗，可用较大的TOPSwitch来检验热温升限制。
■步骤13_计算初级电感量LP
由于在每个开关周期中，从原边到副边的传递能量，仅在于*和*
之差。
如果Z=1.0，所有的损耗都在副边；
如果Z=0，则所有的损耗都在原边。
Z是副边损耗与总损耗的比例值。
如果没有更好的参数信息，应当取Z=0.5。
=*
其中的单位分别为微亨、瓦特、安培及赫兹。
原边电感量PL也可用如下参数的函数来确定：
脉动电流RI、有效原边电压
）（DSMINVV-、最大占空比MAXD、开关频率Sf，参见式（3－38）。
但由于损耗分配因数Z
和TOPSwitch导通时漏极到源极电压DSV的选择值不同，将会引起原边
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