通信原理实验讲义Word格式.docx

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5、了解HDB3（AMI）编译码集成电路CD22103。

二、实验内容

1、用示波器观察单极性非归零码（NRZ）、传号交替反转码（AMI）、三阶高密度双极性码（HDB3）、整流后的AMI码及整流后的HDB3码。

2、用示波器观察从HDB3码中和从AMI码中提取位同步信号的电路中有关波形。

3、用示波器观察HDB3、AMI译码输出波形。

三、基本原理

本实验使用数字信源模块、HDB3编译码模块和可编程逻辑器件模块。

1、数字信源

本模块是整个实验系统的发终端，其原理方框图如图1-1所示。

本单元产生NRZ信号，信号码速率约为170.5KB，帧结构如图1-2所示。

帧长为24位，其中首位无定义，第2位到第8位是帧同步码（7位巴克码1110010），另外16位为2路数据信号，每路8位。

此NRZ信号为集中插入帧同步码时分复用信号。

发光二极管亮状态表示1码，熄状态表示0码。

本模块有以下测试点及输入输出点：

CLK晶振信号测试点

BS-OUT信源位同步信号输出点/测试点

FS信源帧同步信号输出点/测试点

NRZ-OUTNRZ信号输出点/测试点

图1-1数字信源方框图

图1-2帧结构

2.HDB3编译码

原理框图如图1-3所示。

本单元有以下测试点及输出点：

NRZ_IN编码器输入信号

BS_IN位同步输入信号

NRZ_OUT译码器输出信号

BS-OUT锁相环输出的位同步信号

（AMI）HDB3编码器输出信号

（AMI）HDB3-D（AMI）HDB3整流输出信号

图1-3HDB3编译码方框图

本模块上的开关K1用于选择码型，K1位于左边（A端）选择AMI码，位于右边（H端）选择HDB3码。

图1-3中各单元与各单元器件的对应关系如下：

HDB3编译码器U9：

HDB3编译码集成电路CD22103A

单/双极性变换器U10：

模拟开关4052

双/单极性变换器U13：

非门74HC04

相加器U14：

或门74LS32

带通U11、U12：

运放UA741

限幅放大器U15：

运放LM318

锁相环U16：

集成锁相环CD4046

下面简单介绍AMI、HDB3码编码规律。

AMI码的编码规律是：

信息代码1变为带有符号的1码即+1或-1，1的符号交替反转；

信息代码0的为0码。

AMI码对应的波形是占空比为0.5的双极性归零码，即脉冲宽度τ与码元宽度（码元周期、码元间隔）TS的关系是τ=0.5TS。

HDB3码的编码规律是：

4个连0信息码用取代节000V或B00V代替，当两个相邻V码中间有奇数个信息1码时取代节为000V，有偶数个信息1码（包括0个信息1码）时取代节为B00V，其它的信息0码仍为0码；

信息码的1码变为带有符号的1码即+1或-1；

HDB3码中1、B的符号符合交替反转原则，而V的符号破坏这种符号交替反转原则，但相邻V码的符号又是交替反转的；

HDB3码是占空比为0.5的双极性归零码。

设信息码为00000110000100000，则NRZ码、AMI码，HDB3码如图1-4所示。

分析表明，AMI码及HDB3码的功率谱如图1-5所示，它不含有离散谱fS成份（fS=1/TS，等于位同步信号频率）。

在通信的终端需将它们译码为NRZ码才能送给数字终端机或数模转换电路。

在做译码时必须提供位同步信号。

工程上，一般将AMI或HDB3码数字信号进行整流处理，得到占空比为0.5的单极性归零码（RZ|τ=0.5TS）。

这种信号的功率谱也在图1-5中给出。

由于整流后的AMI、HDB3码中含有离散谱fS，故可用一个窄带滤波器得到频率为fS的正弦波，整形处理后即可得到位同步信号。

本单元用CD22103集成电路进行AMI或HDB3编译码。

当它的第3脚（HDB3/AMI）接+5V时为HDB3编译码器，接地时为AMI编译码器。

编码时，需输入NRZ码及位同步信号，它们来自数字信源单元，已在电路板上连好。

CD22103编码输出两路并行信号+H-OUT和-H-OUT，它们都是半占空比的正脉冲信号，分别与AMI或HDB3码的正极性信号及负极性信号相对应。

这两路信号经单/双极性变换后得到AMI码或HDB3。

双/单极性变换及相加器构成一个整流器。

整流后的（AMI）HDB3-D信号含有位同步信号频率离散谱。

由于位同步频率比较低，很难将有源带通滤波器的带宽做得很窄，它输出的信号BPF是一个幅度和周期都不恒定的正弦信号。

对此信号进行限幅放大处理后得到幅度恒定、周期变化的脉冲信号，但仍不能将此信号作为译码器的位同步信号，需作进一步处理。

当锁相环的自然谐振频率足够小时，对输入的电压信号可等效为窄带带通滤波器（关于锁相环的基本原理将在实验三中介绍）。

本单元中采用电荷泵锁相环构成一个Q值约为35的的窄带带通滤波器，它输出一个符合译码器要求的位同步信号BS-R。

译码时，需将AMI或HDB3码变换成两路单极性信号分别送到CD22103的第11、第13脚，此任务由双/单变换电路来完成。

当信息代码连0个数太多时，从AMI码中较难于提取稳定的位同步信号，而HDB3中连0个数最多为3，这对提取高质量的位同信号是有利的。

这也是HDB3码优于AMI码之处。

HDB3码及经过随机化处理的AMI码常被用在PCM一、二、三次群的接口设备中。

图1-4NRZ、AMI、HDB3关系图

图1-5AMI、HDB3、RZ|τ=0.5TS频谱

四、实验步骤

1、熟悉信源模块，AMI&

HDB3编译码模块（由可编程逻辑器件模块实现）和HDB3编译码模块的工作原理。

2、打开数字信号源模块和AMI&

HDB3编译码模块的电源。

用示波器观察数字信源模块上的各种信号波形。

用FS作为示波器的外同步信号，进行下列观察：

（1）示波器的两个通道探头分别接NRZ-OUT和BS-OUT，对照发光二极管的发光状态，判断数字信源单元是否已正常工作（1码对应的发光管亮，0码对应的发光管熄）；

（2）用K1产生代码×

1110010（×

为任意代码，1110010为7位帧同步码），K2、K3产生任意信息代码，观察本实验给定的集中插入帧同步码时分复用信号帧结构，和NRZ码特点。

3、打开AMI（HDB3）编译码模块电源。

将数字信源模块的NRZ-OUT和BS-OUT用导线分别连接到AMI（HDB3）编译码模块的NRZ-IN和BS-IN上。

用示波器观察HDB3编译单元的各种波形。

用信源模块的FS信号作为示波器的外同步信号。

（1）示波器的两个探头CH1和CH2分别接NRZ-OUT和（AMI）HDB3，将信源模块K1、K2、K3的每一位都置1，观察并记录全1码对应的AMI码和HDB3码；

再将K1、K2、K3置为全0，观察全0码对应的AMI码和HDB3码。

观察AMI码时将开关K1置于A端，观察HDB3码时将K1置于H端，观察时应注意编码输出（AMI）HDB3比输入NRZ-OUT延迟了4个码元。

（2）将K1、K2、K3置于011100100000110000100000态，观察并记录对应的AMI码和HDB3码。

（3）将K1、K2、K3置于任意状态，K320置A或H端，将（AMI）HDB3－OUT和（AMI）HDB3－IN相连，将CH1接NRZ-OUT，CH2分别接（AMI）HDB3-D和NRZ，观察波形。

观察时应注意：

NRZ信号（译码输出）迟后于NRZ-OUT信号（编码输入）8个码元。

AMI、HDB3码是占空比等于0.5的双极性归零码，AMI-D、HDB3-D是占空比等于0.5的单极性归零码。

BS-OUT是一个周期基本恒定（等于一个码元周期）的TTL电平信号。

本实验中若24位信源代码中只有1个“1“码，则无法从AMI码中得到一个符合要求的位同步信号，因此不能完成正确的译码。

若24位信源代码全为“0”码，则更不可能从AMI信号（亦是全0信号）得到正确的位同步信号。

信源代码连0个数越多，越难于从AMI码中提取位同步信号（或者说要求带通滤波的Q值越高，因而越难于实现），译码输出NRZ越不稳定。

而HDB3码则不存在这种问题。

五、实验报告要求

1.根据实验观察和记录回答：

（1）不归零码和归零码的特点是什么？

（2）与信源代码中的“1”码相对应的AMI码及HDB3码是否一定相同？

为什么？

2.设代码为全1，全0及011100100000110000100000，给出AMI及HDB3码的代码和波形。

3.总结从HDB3码中提取位同步信号的原理。

4.试根据占空比为0.5的单极性归零码的功率谱密度公式说明为什么信息代码中的连0码越长，越难于从AMI码中提取位同步信号，而HDB3码则不存在此问题。

5.根据公式

，

计算环路自然谐振频率ωn，阻尼系数ζ和等效噪声带宽BL。

式中IP=0.05A，Ko=8π×

103rad/s.v。

再用Q=fo／BL计算锁相环等效带通滤波器的品质因数，式中fo=170.5KHZ。

6.将C105改为1000f，重新计算锁相环等效带通滤波器的品质因数。

7．设输入的NRZ码为：

111100*********000100110，求出其对应的CMI，BHP，Miller编码，并画出波形图。

实验二数字调制实验

一、实验目的

1、掌握绝对码、相对码概念及它们之间的变换关系。

2、掌握用键控法产生2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号的方法。

3、掌握相对码波形与2PSK信号波形之间的关系、绝对码波形与2DPSK信号波形之间的关系。

4、了解2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号的频谱与数字基带信号频谱之间的关系。

二、实验内容

1、用示波器观察绝对码波形、相对码波形。

2、用示波器观察2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号波形。

3、用频谱仪观察数字基带信号频谱及2ASK、2FSK、2DPSK信号的频谱。

三、基本原理

本实验使用数字信源模块和数字调制模块。

信源模块向调制模块提供位同步信号和数字基带信号（NRZ码）。

调制模块将输入的NRZ绝对码变为相对码、用键控法产生2ASK、2FSK、2DPSK信号。

调制单元的原理方框图如图2-1所示。

图2-1数字调制方框图

本单元有以下测试点及输入输出点：

BS-IN位同步信号输入点

NRZ-IN数字基带信号输入点

CAR2DPSK信号载波测试点

AK（即NRZ-IN）绝对码测试点（与NRZ-IN相同）

BK相对码测试点

2DPSK（2PSK）-OUT2DPSK（2PSK）信号测试点/输出点，VP-P>

0.5V

2FSK-OUT2FSK信号测试点/输出点，VP-P>

2ASK2ASK信号测试点，VP-P>

将晶振信号进行2分频、滤波后，得到2ASK的载频2.2165MHZ。

放大器的发射极和集电极输出两个频率相等、相位相反的信号，这两个信号就是2PSK、2DPSK的两个载波，2FSK信号的两个载波频率分别为晶振频率的1/2和1/4，也是通过分频和滤波得到的。

下面重点介绍2PSK、2DPSK。

2PSK、2DPSK波形与信息代码的关系如图2-2所示。

图2-22PSK、2DPSK波形

图中假设码元宽度等于载波周期的1.5倍。

2PSK信号的相位与信息代码的关系是：

前后码元相异时，2PSK信号相位变化180，相同时2PSK信号相位不变，可简称为“异变同不变”。

2DPSK信号的相位与信息代码的关系是：

码元为“1”时，2DPSK信号的相位变化180。

码元为“0”时，2DPSK信号的相位不变，可简称为“1变0不变”。

应该说明的是，此处所说的相位变或不变，是指将本码元内信号的初相与一码元内信号的末相进行比较，而不是将相邻码元信号的初相进行比较。

实际工程中，2PSK或2DPSK信号载波频率与码速率之间可能是整数倍关系也可能是非整数倍关系。

但不管是那种关系，上述结论总是成立的。

本单元用码变换——2PSK调制方法产生2DPSK信号，原理框图及波形图如图2-3所示。

相对于绝对码AK、2PSK调制器的输出就是2DPSK信号，相对于相对码、2DPSK调制器的输出是2PSK信号。

图中设码元宽度等于载波周期，已调信号的相位变化与AK、BK的关系当然也是符合上述规律的，即对于AK来说是“1变0不变”关系，对于BK来说是“异变同不变”关系，由AK到BK的变换也符合“1变0不变”规律。

图2-3中调制后的信号波形也可能具有相反的相位，BK也可能具有相反的序列即00100，这取决于载波的参考相位以及异或门电路的初始状态。

2DPSK通信系统可以克服上述2PSK系统的相位模糊现象，故实际通信中采用2DPSK而不用2PSK（多进制下亦如此，采用多进制差分相位调制MDPSK），此问题将在数字解调实验中再详细介绍。

图2-32DPSK调制器

2PSK信号的时域表达式为S（t）=m（t）Cosωct

式中m（t）为双极性不归零码BNRZ，当“0”、“1”等概时m（t）中无直流分量，S（t）中无载频分量，2DPSK信号的频谱与2PSK相同。

2ASK信号的时域表达式与2PSK相同，但m（t）为单极性不归零码NRZ，NRZ中有直流分量，故2ASK信号中有载频分量。

2FSK信号（相位不连续2FSK）可看成是AK与AK调制不同载频信号形成的两个2ASK信号相加。

时域表达式为

式中m（t）为NRZ码。

设码元宽度为Ts，fS=1／Ts在数值上等于码速率，2ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK的功率谱密度如图2-4所示。

可见，2ASK、2PSK（2DPSK）的功率谱是数字基带信号m（t）功率谱的线性搬移，故常称2ASK、2PSK（2DPSK）为线性调制信号。

多进制的MASK、MPSK（MDPSK）、MFSK信号的功率谱与二进制信号功率谱类似。

图2-42ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK信号功率谱

本实验系统中m（t）是一个周期信号，故m（t）有离散谱，因而2ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK也具有离散谱。

四、实验步骤

1、熟悉数字信源单元及数字调制单元的工作原理。

2、连线：

数字调制单元的CLK、BS-IN、NRZ-IN分别连至数字信号源单元的

CLK、BS-OUT、NRZ-OUT。

3、打开数字信源模块与数字调制模块得电源。

用数字信源模块的FS信号作为示波器的外同步信号，示波器CH1接AK，CH2接BK，信源模块的K1、K2、K3置于任意状态（非全0），观察AK、BK波形，总结绝对码至相对码变换规律以及从相对码至绝对码的变换规律。

4、示波器CH1接2DPSK-OUT，CH2分别接AK及BK，观察并总结2DPSK信号相位变化与绝对码的关系以及2DPSK信号相位变化与相对码的关系（此关系即是2PSK信号相位变化与信源代码的关系）。

注意：

2DPSK信号的幅度可能不一致，但这并不影响信息的正确传输。

5、示波器CH1接AK、CH2依次接2FSK-OUT和2ASK-OUT；

观察这两个信号与AK的关系（注意“1”码与“0”码对应的2FSK信号幅度可能不相等，这对传输信息是没有影响的）。

6、用频谱议观察AK、2ASK、2FSK、2DPSK信号频谱（条件不具备时不进行此项观察）。

应该注明的是：

由于示波器的原因，实验中可能看不到很理想的2FSK、2DPSK波形。

五、实验报告要求

1、设绝对码为全1、全0或10011010，求相对码。

2、设相对码为全1、全0或10011010，求绝对码。

3、设信息代码为10011010，载频分别为码元速率的1倍和1.5倍，画出2DPSK及2PSK信号波形。

4、总结绝对码至相对码的变换规律、相对码至绝对码的变换规律并设计一个由相对码至绝对码的变换电路。

5、总结2DPSK信号的相位变化与绝对码的关系以及2DPSK信号的相位变化与相对码的关系（即2PSK的相位变化与信息代码之间的关系）。

实验三模拟锁相环与载波同步实验

1.掌握模拟锁相环的工作原理，以及环路的锁定状态、失锁状态、同步带、捕捉带等基本概念。

2.掌握用平方环法从2DPSK信号中提取相干载波的原理及模拟锁相环的设计方法。

3.了解相干载波相位模糊现象产生的原因。

1.观察模拟锁相环的锁定状态、失锁状态及捕捉过程。

2.观察环路的捕捉带和同步带。

3.用平方环法从2DPSK信号中提取载波同步信号，观察相位模糊现象。

常用平方环或同相正交环（科斯塔斯环）从2DPSK信号中提取相干载波。

本实验用平方环，其原理方框图如图3-1所示。

图3-1载波同步方框图

载波同步模块上有以下测试点及输入输出点：

2DPSK-IN2DPSK信号输入点

MU平方器输出测试点，VP-P＞1V

COMP锁相环输入信号测试点

Ud锁相环压控电压测试点

VCO锁相环输出信号测试点，VP-P＞0.2V

CAR-OUT相干载波信号输出点/测试点

锁相环由鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）及压控振荡器（VCO）组成，如图3-2所示。

图3-2锁相环方框图

模拟锁相环中，PD是一个模拟乘法器，LF是一个有源或无源低通滤波器。

锁相环路是一个相位负反馈系统，PD检测ui（t）与uo（t）之间的相位误差并进行运算形成误差电压ud（t），LF用来滤除乘法器输出的高频分量（包括和频及其他的高频噪声）形成控制电压uc（t），在uc（t）的作用下、uo（t）的相位向ui（t）的相位靠近。

设ui（t）=Uisin[ωit+θi（t）]，uo（t）=Uocos[ωit+θo（t）]，则ud（t）=Udsinθe（t），θe（t）=θi（t）-θo（t），故模拟锁相环的PD是一个正弦PD。

设uc（t）=ud（t）F（P），F（P）为LF的传输算子，VCO的压控灵敏度为Ko，则环路的数学模型如图3-3所示。

图3-3模拟环数学模型

当

时，

，令Kd=Ud为PD的线性化鉴相灵敏度、单位为V/rad，则环路线性化数学模型如图3-4所示。

图3-4环路线性化数学模型

由上述数学模型进行数学分析，可得到以下重要结论：

当uI（t）是固定频率正弦信号（θI（t）为常数）时，在环路的作用下，VCO输出信号频率可以由固有振荡频率ωo（即环路无输入信号、环路对VCO无控制作用时VCO的振荡频率），变化到输入信号频率ωI，此时θo（t）也是一个常数，ud（t）、uc（t）都为直流。

我们称此为环路的锁定状态。

定义Δωo=ωI-ωo为环路固有频差，Δωp表示环路的捕捉带，ΔωH表示环路的同步带，模拟锁相环中Δωp<

ΔωH。

当|Δωo|<

ΔωP时，环路可以进入锁定状态。

ΔωH时环路可以保持锁定状态。

当|Δωo|>

ΔωP时，环路不能进入锁定状态，环路锁定后若Δωo发生变化使|Δωo|>

ΔωH，环路不能保持锁定状态。

这两种情况下，环路都将处于失锁状态。

失锁状态下ud（t）是一个上下不对称的差拍电压，当ωI>

ωo，ud（t）是上宽下窄的差拍电压；

反之ud（t）是一个下宽上窄的差拍电压。

环路对θI（t）呈低通特性，即环路可以将θI（t）中的低频成分传递到输出端，θI（t）中的高频成分被环路滤除。

或者说，θo（t）中只含有θI（t）的低频成分，θI（t）中的高频成分变成了相位误差θe（t）。

所以当uI（t）是调角信号时，环路对uI（t）等效为一个带通滤波器，离ωI较远的频率成分将被环路滤掉。

环路自然谐振频率ωn及阻尼系数ζ（具体公式在下文中给出）是两个重要参数。

ωn越小，环路的低通特性截止频率越小、等效带通滤波器的带宽越窄；

ζ越大，环路稳定性越好。

当环路输入端有噪声时，θI（t）将发生抖动，ωn越小，环路滤除噪声的能力越强。

实验一中的电荷泵锁相环4046的性能与模拟环相似，所以它可以将一个周期不恒定的信号变为一个等周期信号。

对2DPSK信号进行平方处理后得

此信号中只含有直流和2ωc频率成分，理论上对此信号再进行隔直流和二分频处理就可得到相干载波。

锁相环似乎是多余的，当然并非如此。

实际工程中考虑到下述问题必须用锁相环：

平方电路不理想，其输出信号幅度随数字基带信号变化，不是一个标准的二倍频正弦信号。

即平方电路输出信号频谱中还有其它频率成分，必须滤除。

接收机收到的2DPSK信号中含有噪声（本实验系统为理想信道，无噪声），因而平方电路输出信号中也含有噪声，必须用一个窄带滤波器滤除噪声。

锁相环对输入电压信号和噪声相当于一个带通滤波器，我们可以选择适当的环路参数使带通滤波器带宽足够小。

当固有频差为0时，模拟环输出信号的相位超前输入相位90，必须对除2电路输出信号进行移相才能得到相干载波。

移相电路由两个单稳态触发器U56:

A和U56:

B构成。

U56:

A被设置为上升沿触发，U56:

B为下降沿触发，故改变U56:

A输出信号的宽度即可改变U56:

B输出信号的相位，从而改变相干载波的相位。

此移相电路的移相范围小于90。

可对相干载波的相位模糊作如下解释。

在数学上对co