射频VCO内部电路剖析Word格式文档下载.docx
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等厂家采用的不带缓冲放大器的电路结构。
本文主要以带缓冲放大器的VCO为例，从起振过程、谐振回路Q值容差、负载牵引机理等角度对反馈型射频VCO内部电路进行了详细分析，通过分析明确了影响射频VCO性能指标的主要因素和影响机理，提出了一些VCO外围电路设计及采用分立元件设计振荡电路的注意事项。
1预备知识
1.1射频VCO主要性能指标
在我司的基站、终端等产品中，VCO一般用作接收和发射通道的本振源，VCO的性能指标往往会影响到整个通道相应的指标，射频VCO的输出信号一般用以下指标衡量：
1、相位噪声：
是短期频率稳定度的频域表示，它可以看成是各种类型的随机噪声信号对相位的调制作用。
从频域表现来看，频谱不再是一根离散的谱线，而带有一定的宽度。
通常用距离中心频率某频率处单位带宽内噪声功率与中心频率功率的比值来表示，以-dBc/Hz@kHz（或MHz）为单位；
2、负载牵引：
指振荡器负载由匹配到指定的失配（例如驻波比为2:
1）时输出频率变化的敏感程度，可用MHz或％fo表示；
3、调谐灵敏度：
对应每伏调谐电压范围内振荡器所能输出的调谐范围，单位为MHz/V；
4、调谐线性：
指偏离理想的线性调谐直线的最大调谐频偏与最小调谐频偏之比；
5、推频系数：
指振荡器输出频率随电源电压变化的敏感程度，用MHz/V表示；
6、杂散抑制：
指与输出频率不相干的无用频率成分与中心频率功率的比值，以dBc表示；
1.2反馈型VCO需满足的条件
VCO按其构成原理分可分为反馈型和负阻型两大类，我司使用的射频VCO均为反馈型，因此这里只讨论反馈型VCO的性能和特点。
反馈型VCO基于放大和正反馈机理构成，包括放大和反馈两部分电路，为保证输出频谱的纯度在振荡环路中必须有选频网络（LC回路、晶体谐振器等），其电路可用图1所示的框图表示，其中A（jw）和F（jw）分别表示不带反馈的放大器增益和反馈系数。
要保证VCO能起振并输出稳定的振荡信号，A（jw）和F（jw）的相位和振幅需满足一定的条件，因反馈型射频VCO需满足的振幅、相位条件在很多参考资料上都有介绍，这里不加证明直接给出：
相位条件：
（n=0，1，2，……）
相位条件保证Vf与Vi同相，满足正反馈。
振幅条件：
起振时：
平衡后：
VCO的振幅起振条件保证了振幅不断增长，但随后又必须限制其增长，使振荡器达到平衡即满足
，在VCO电路中仅利用晶体管增益的非线性可以完成振幅起振条件向振幅平衡条件的转变（内稳幅），也可以在电路设计上采取一些辅助措施减轻或避免管子的非线性工作以改善输出信号波形，这种外加使VCO趋于平衡的方法称为外稳幅，我司使用的射频VCO内部都有相应的外稳幅措施（详细分析见2.1.1）。
稳定条件：
在平衡点附近振荡器环路增益随输入信号的变化及环路增益的相位－频率特性为负斜率，即如果设
，则
且
。
稳定条件保证了振荡平衡的振荡器经过幅度或相位上的干扰后，能自动恢复到原来的平衡状态。
图1、反馈振荡器的组成示意图
1.3射频VCO常见电路形式
射频VCO不同于晶体振荡器采用石英晶片作为回路中的选频元件，射频VCO采用LC谐振回路实现选频，根据振荡电路中晶体管的组态、谐振回路和反馈网络形式以及输出级电路形式的不同组合，可实现多种电路结构的射频VCO。
按振荡电路形式，常见的射频VCO有以下几种形式：
反馈形式
互感耦合
电感三点式电路
电容三点式电路（Coplitts）
电路形式
特征
依靠线圈之间的互感耦合实现正反馈，线圈的同名端保证正反馈。
与晶体管发射极相连的两个电抗元件为电感，另外一个为电容。
与晶体管发射极相连的两个电抗元件为电容，另一个为电感。
优点
实现相对简单
通过调节C2实现频率调节不会影响反馈系数。
反馈电压取自C2，谐波分量少，输出波形好。
缺点
互感耦合元件间分布电容限制了振荡频率的提高，只适用于较低频段。
反馈电压取自L2,电感对高次谐波呈现高阻抗，反馈电压中高次谐波分量较多，输出波形较差。
晶体管极间电容并联在C1、C2两端，振荡频率较高时结电容与C1、C2可比，对频率稳定度影响较大。
由表中的对比可见，电容三点式电路在高频应用、谐波抑制方面具有更大的优势，并且通过一定的措施可改善其不足（例如采用clapp、seiler等电路形式），所以绝大多数射频VCO中采用的电路都是电容三点式电路（Coplitts电路）或其改进型，我司使用的射频VCO内部谐振电路形式均为这一类型。
2公司常用射频VCO内部电路形式
我司射频VCO共有30多个编码，内部振荡电路均为改进型的电容三点式振荡电路，这些VCO按照输出级电路不同可分为两大类，一类带缓冲放大器；
一类不带缓冲放大器，仅采用电阻网络隔离振荡管输出和负载。
下面是两种电路形式VCO的版图和电路原理图，图2为AAAA的器件版图和电路原理图，该器件振荡级晶体管为共集组态，输出电路采用了晶体管（Q2）缓冲放大的方式；
图3为BBBB的器件版图和电路原理图，该器件振荡管为共射组态，输出级采用了T型电阻网络隔离的方式。
图2、AAAA内部版图和电路原理图
图3、BBBB内部版图和电路原理图
2.1VCO振荡电路分析
对振荡电路的分析以图2所示的AAAA内部电路为例，该器件是我司使用的内带缓冲放大器型VCO的典型代表，图2中绿色虚线左侧为AAAA的振荡电路，晶体管为共集组态，谐振回路形式为改进的coplitts电路，其谐振回路主要由VVC、C3、C4和L1组成，C5为耦合电容，C6、C7为反馈电容，C5、C6、C7对VCO的振荡频率也有影响，当VVC的容值为C时VCO的振荡频率可由公式
计算得到。
图2中绿色虚线右侧为输出缓冲放大电路。
下面的图4和图5分别是其直流等效电路和交流等效电路。
图4、AAAA的直流等效电路图5、AAAA的交流等效电路
2.1.1VCO起振过程分析
AAAA的直流等效电路如图4所示，起振过程中环路增益要从
的不稳定条件过渡到
的平衡条件才能进入稳定的等幅振荡状态，仅利用晶体管的增益非线性可以实现这两个条件间的过渡，但晶体管的非线性自限幅工作是VCO产生谐波的根源，并且晶体管饱和工作时输入、输出阻抗都很小，并联在谐振回路两端会减小振荡电路的有载Q值，影响谐振回路的选频性能，使VCO的谐波抑制和相噪变差，因此晶体管偏置点设置时应避免使晶体管工作在饱和区。
实际中还可通过增加外稳幅措施，在起振过程中自动调节晶体管的偏置电压，降低晶体管增益的方法减小晶体管非线性程度，从而提高VCO的谐波抑制特性。
SV1007就是利用了这一方法，图4中偏置电阻R5、R4、R2、R3使Q1的静态工作点为Q，工作点处的偏置电压为
，式中
起振时VCO需满足
的振幅起振条件，且振荡信号幅度较小，Q1处于A类工作状态，增益较高；
起振后，随着振荡信号幅度不断增大，Q1在振荡信号的负半周的部分时间内截止，导致电流ie正负半周不对称，ie的平均分量
增大，使
，R3上的压降
增大，所以在起振过程中晶体管的工作点变为
，可见偏置点随着起振的过程不断降低，三极管增益不断降低，从而环路增益
不断降低，最终达到振幅平衡
由VCO起振过程基极处的仿真波形图（图6）可以看出基极处电压的变化过程（如图中黑色虚线所示），将起振瞬间的波形展开（如图7所示），可以看出，随着振荡信号幅度的增大，晶体管从线性工作区进入非线性工作区，基极处的波形开始失真。
由分析可以看出，由于R3的负反馈作用在起振过程中可动态调节晶体管偏置来降低增益，减轻了晶体管的非线性工作程度，再加上谐振回路良好的选频性能可以保证VCO的输出仍为比较理想的正弦波。
图6、VCO起振过程中晶体管基极波形图7、晶体管进入非线性区后基极波形开始失真
另外，因环境温度等原因引起的三极管直流工作点的变化会影响到VCO的振荡频率和输出功率，而R3的负反馈作用可在一定程度上起到稳定三极管直流工作点，减小VCO输出功率、频率随环境温度变化的作用。
2.1.2VCO谐振回路空载Q值容差分析
VCO谐振回路空载Q值是影响VCO相噪、输出功率的关键参数，并且回路Q值下降到一定值后会引起VCO停振，我司曾经出现过多起谐振回路Q值选择不当导致的VCO失效案例，因此在VCO分析和设计时有必要对回路的Q值进行容差分析，保证在各种工作条件下VCO的相噪、输出功率等指标都能满足要求。
图5所示的AAAA交流等效电路中，在分析第一级的振荡电路时，第二级缓冲电路的影响可看作第一级电路的负载阻抗，阻抗大小由耦合电容和第二级电路的输入阻抗决定，对AAAA该阻抗计算值约为318欧，图5所示的交流等效电路的振荡电路可简化为图8所示电路，将图8中的晶体管Q1用混合π型等效电路代替得到图9左图所示电路，其中Rp为回路的谐振阻抗，
，ω0为谐振频率，Q0为谐振回路的空载Q值；
；
，其中Cje为正偏发射结电容，Cb为基区扩散电容。
将电路从×
处断开，并考虑晶体管输入电阻和输入电容对谐振回路的影响，可得图9右图所示电路，按此电路可计算振荡器的环
图8、振荡电路的交流等效电路
图9、晶体管采用混合π模型代替后的振荡电路
路增益T。
图中C6’是Cbe与C6的并联电容，C6’=Cbe+C6，设Rin为晶体管的输入阻抗，则
为计算晶体管增益，将Rin和Rp等效到ec两端，设等效后分别为Rin’和Rp’，则
，
，其中PRin和PRP分别是Rin和Rp等效后对电路的接入系数，
，晶体管的负载电阻为R=Rin’||Rp’||RL，所以晶体管的增益为
，因回路的反馈系数近似为
，分别将A和F代入VCO的振幅起振条件T=AF>
1，计算可得对Q0的要求为Q0>
6.14。
需要说明的是，这里计算只是为了体现分析计算的方法，并从理论上找到影响VCO起振特性的因素，所以计算过程中存在很多近似，实际上还有很多因素会影响振荡器的工作状态，如晶体管输出阻抗，晶体管偏置电阻，去耦电容、电感的损耗等等，考虑这些因素的精确计算将是非常繁杂的复数运算。
通过仿真对计算结果进行验证发现当Q0>
7.28时VCO才能开始起振，并且Q0＝7.28时VCO的起振时间较长，输出信号幅度偏小、波形较差、频谱上杂波较多、相噪也较差，图10是仿真得到的Q0=50和Q0=7.28时输出波形、频谱、相噪和起振时间的对比。
图10（a）、谐振回路空载Q值为50时VCO输出信号的波形、频谱、相噪和起振时间仿真图
图10（b）、谐振回路空载Q值为7.28时VCO输出信号的波形、频谱、相噪和起振时间仿真图
从上面的分析计算还可以看出，影响该VCO起振特性的参数除谐振回路的空载Q值外，主要有晶体管的静态工作点、结电容、电流增益β以及C7/C6的比值等，这些参数通过影响振荡电路的正向增益或反馈系数影响回路增益T。
2.1.3提高VCO相噪的措施
在我司应用中VCO大多用作本振源，对VCO的相噪要求一般较高，因为对通信系统尤其是数字调相的通信系统来说，本振信号的相位噪声增大将引起相邻信道间的相互干扰，导致接收端解调时的误码率增大，因此本振源VCO的相位噪声在通信系统中是最重要的指标之一，是VCO设计时首先要考虑的关键指标之一，在VCO设计过程中，很大一部分工作就是围绕降低相噪对VCO进行调试和优化。
下面是著名的Leeson’s方程，用于估算VCO单边带相位噪声：
其中
L（fm）=单边带相位噪声，用dBc/Hz表示，是相对于中心频率频偏的函数；
fO＝输出频率，单位Hz；
Ql＝谐振回路的有载品质因数；
fC＝晶体管闪烁噪声（1/f噪声）频率；
单位Hz；
fm＝相对于中心频率的频偏，单位Hz；
PS＝振荡信号功率，单位W；
F＝晶体管噪声系数；
kT＝常数，300K（室温）时为4.1×
10-21；
R＝变容管等效噪声电阻；
K0＝振荡器压控灵敏度。
由该公式可以看出影响VCO相噪的主要因素包括谐振回路有载Q值、晶体管噪声系数和闪烁噪声等。
谐振回路的有载品质因数QL是影响相位噪声大小的关键设计参数，要想设计的VCO相噪小，谐振回路的有载Q值应尽可能高，而在反馈型振荡电路中，影响谐振回路有载Q值的因素主要是回路的空载Q值和晶体管的输入阻抗。
谐振回路的空载Q值由各元件的Q值和谐振回路的拓扑结构决定，在电路设计时为提高回路的空载Q值需要使用高Q值的L、C元件，对电容三点式振荡电路，电感的Q值对回路Q值影响最大，在外购的VCO器件中，谐振电感一般采用微带电感或线径较粗的铜线绕制的空心线圈来提高Q值。
为减小晶体管输入阻抗对回路有载Q值的影响，晶体管输入端一般采用部分接入的方式从谐振回路耦合振荡信号，接入系数越小，对回路有载Q值的影响越小，如图8所示电路，晶体管输入阻抗对谐振回路的接入系数为：
，通过改变C5可调节晶体管输入阻抗对谐振回路的接入系数，图11是当C5分别为4pF，8pF和12pF（对应的接入系数分别是0.48，0.65和0.73）时的相噪仿真曲线，从仿真结果也验证了晶体管输入端与谐振回路的接入系数越大（即晶体管输入阻抗与谐振回路耦合越重），回路有载Q值越低，VCO输出信号的相噪越差。
需要注意的是，晶体管输入端与谐振回路的接入系数越小，晶体管从谐振回路耦合的输入信号幅度越小，VCO的输出功率也会越小，因此接入系数的选择应综合晶体管的增益折中考虑。
图11、C5分别为4pF、8pF和12pF是对应的相噪仿真曲线
另外，低噪声设计需要采用具有低噪声系数和低闪烁噪声的晶体管，在晶体管手册中一般只给出噪声系数指标，而闪烁噪声一般不会给出。
在晶体管的PSPICE模型中用KF（闪烁噪声系数）和AF（闪烁噪声指数）两个参数衡量晶体管的闪烁噪声，其中AF一般为1~2的常数，AF越小VCO相噪越差；
KF一般为10-13~10-15量级的常数，KF越大VCO相噪越差。
图12和图13分别是改变AF和KF时AAAA相噪变化的仿真图。
图12、AF对VCO相噪的影响图13、KF对VCO相噪的影响
2.2调谐电路分析
从图2和图3可以看出AAAA和BBBB内部的调谐电路完全相同，谐振回路中变容管并不是直接并联在谐振回路两端而是先与一个电容串联，这样作可以调节变容管与回路的耦合程度，VCO设计时通过改变与变容管串联的电容容值可调节VCO的调谐范围。
变容管通过一个较大感值的扼流电感和一个去耦电容连接到VCO的调谐端，可减小振荡信号对调谐端的影响，同时也可以减少调谐电压上的高频干扰对变容管结电容的影响。
但调谐端引入的低频干扰会仍然会引起变容管容值的波动，最终导致VCO的输出频谱发生漂移或产生杂波。
在我司的应用电路中，射频VCO的调谐端一般与锁相环的滤波电路相连，锁相环的鉴相器一般采用电荷泵输出的数字鉴相器，在VCO电路设计时应注意VCO调谐端到滤波环路最后一级滤波电容间的走线要尽可能短，并且VCO的调谐端应远离鉴相芯片的CLK、DATA、LE端和参考时钟等低频干扰源。
2.3输出级电路分析
VCO的负载由匹配到指定的失配时输出频率会发生变化，如下面图14所示的Coplitts电路，当负
图14、从这个ColpittsVCO输出反射回来的信号功率能引起偏置点的波动,其结果是晶体管Vcb的波动改变了Ccb，最终影响到振荡器的频率和相位噪声
载阻抗失配时VCO输出反射回来的信号功率将引起偏置点的波动，其结果是晶体管集电极到基极电压（Vcb）的波动改变了集电极与基极之间的结电容（Ccb），因为晶体管的极间结电容Cce、Cbe、Ccb均并联在C1、C2以及回路两端，结电容的变化必然会影响整个回路的谐振从而改变振荡器频率并影响相噪。
在VCO的参数中用负载牵引来描述VCO振荡频率在输出阻抗失配条件下的漂移情况。
在实际电路中为提高VCO的负载牵引特性，常采用在振荡电路与负载之间增加缓冲放大器（buffer）或隔离电路的方法。
上面的图2中第二级晶体管Q2就是用作输出缓冲放大；
图3所示VCO的输出级采用了T型衰减网络隔离晶体管输出和外接负载的方式实现输出缓冲，两种缓冲电路的效果可以对比两者的器件手册得到，图15分别是MACOM（VCO为T型衰减缓冲）、SGC和LISOTEK（VCO为晶体管缓冲）的输出频率小于1GHz的VCO手册给出的负载牵引范围和测试条件，可以看出用晶体管缓冲的VCO其负载牵引特性优于T型电阻网络衰减的VCO，在VCO外围电路设计中，负载阻抗波动较大时可考虑采用带缓冲放大级的射频VCO或在不带缓冲的射频VCO与负载之间加缓冲放大器隔离。
图15、MACOM、SGC和LISOTEK给出的VCO负载牵引范围和测试条件对比
VCO的输出级电路除完成隔离缓冲作用外还应该实现阻抗匹配的作用，将VCO的输出阻抗匹配到要求的50欧姆。
在AAAA中L3、C9、L2、C13实现阻抗匹配，同时这四个元件组成的并联谐振和串联谐振的滤波网络能进一步滤除振荡信号中的谐波成分；
BBBB中L4、C6、R5、R7和R6实现阻抗匹配。
3VCO电路元件的选择
通过上面对VCO电路分析可以看出，要保证设计出的VCO具有良好的性能指标，除需通过设计保证外，元件的合理选择也是至关重要。
3.1晶体管选择
晶体管是VCO电路中的核心元件，其参数对VCO的性能指标有较大影响，在选择晶体管时主要应考虑其电流增益、增益的温度系数、特征频率、噪声系数、以及结电容等指标。
由前面VCO相噪公式可看出，选择噪声系数小的晶体管有利于改善VCO的相噪，但应注意晶体管的噪声系数和集电极电流有关，厂家给出的噪声系数指标一般是其最小值，不同厂家晶体管噪声系数需在相同测试条件下才能对比。
公司使用的VCO内部晶体管的噪声系数最小值多为1.1dB左右。
由2.1.1的分析可知VCO的结电容通常与谐振回路中的电容并联，并对谐振频率产生影响，而结电容随晶体管偏置、温度等因素变化较敏感，选择结电容小的晶体管可减轻结电容对振荡频率的影响。
晶体管的特征频率（fT）主要反映结电容的影响，当信号频率提高到一定值后结电容将起明显作用，使电流放大倍数下降，特征频率是当电流放大倍数下降到1时的频率，VCO内的振荡管的特征频率应远大于振荡频率，因为只有满足这个条件时才能忽略晶体管高频效应的影响，但随着fT的提高，晶体管基区宽度减小，VCEO会变小，所以fT也并不是越高越好，一般选择振荡频率的5～10倍。
晶体管电流增益的选择应保证满足前面提到的振幅起振条件和VCO的输出功率要求，在VCO设计时一般会选择增益较高的晶体管，保证晶体管输入端与谐振回路耦合较轻时（为了改善相噪）也能保证输出功率满足要求（见2.1.3）。
同时，选择电流增益随温度变化小的晶体管有助于保证VCO输出功率的温度稳定性。
由于晶体管选择不当经常出现的失效现象包括：
频率、功率温度稳定性差，相噪差，晶体管容易烧毁等。
3.2变容二极管选择
变容二极管的选择主要考虑结电容容值、变容比（容值对反偏电压的变化率）、Q值、反向漏电和结类型。
变容管容值根据VCO的振荡频率和谐振回路拓扑结构选取。
变容管的变容比根据具体VCO的调谐灵敏度要求和谐振回路结构进行选择，在电路结构相同时变容比大的变容管可使VCO达到较高的压控灵敏度，但由于大变容比的变容管对调谐电压上的干扰也更敏感，所以会使相噪、杂散等指标变差。
变容管作为谐振回路中的关键元件，其Q值会影响到整个谐振回路的Q值，选择高Q值的变容管对改善相噪、保证输出功率、提高VCO的抗干扰能力都有好处。
变容管的反向漏电一般为nA级，太大的反向漏电会使VCO的调谐灵敏度严重下降，在实际的锁相环电路中表现为外加的调谐电压被拉低。
另外变容管结电容C与反偏电压V之间的关系曲线除影响VCO的调谐灵敏度外会影响VCO的调谐线性，由前面的VCO频率计算公式可知
，要达到比较理想的调谐线性，即f-V满足
的关系，变容管的C-V应满足
，在线性结、突变结和超突变结三种结类型的变容管中突变结的变容二极管正好满足这一关系，因此射频VCO内的变容管多采用突变结的变容管，但有时为使VCO达到较高的压控灵敏度会采用变容比较高的超突变结变容管。
由于变容管选择不当出现的常见失效现象有：
变容管ESR偏大导致谐振回路Q值偏小，引起VCO的相噪、杂散、输出功率达不到指标要求，压控灵敏度偏大或偏小、调谐线性差等。
3.3电容和电感的选择
电容和电感的选择主要考虑元件Q值、精度和温度系数等因素的影响。
元件Q值对VCO的影响前面已提过，这里不再重复。
在常用的电容三点式振荡电路中，谐振电感Q值对谐振回路Q值影响稍大，在外购的VCO器件中谐振电感一般采用直径较粗的铜线绕制的空心线圈或采用微带电感，以保证足够高的Q值。
谐振回路中元件的精度决定了输出频率的一致性，一般要求电容和电感精度高于2％，因电容三点式振荡电路中，谐振回路的总电容由多个电容串并联组成，所以电容的精度有时会放宽到5％。
环境温度变化时谐振回路中电容的参数会相应发生变化，进而导致VCO输出频率发生漂移，谐振回路中的陶瓷电容一般要求使用温度系数较小的NPO电容。
另外当VCO振荡频率较低需要使用大容值电容时，为减小精度和温度系数的影响，常采用多个并联的小电容代替，有些VCO设计中采用温度特性相反的谐振电容实现温度补偿。
实际中电容电感引起的常见失效有：
Q值偏小导致相噪恶化、输出功率下降，元件温度系数太大导致VCO输出频率温漂严重。
4总结
本文主要以AAAA为例，从起振过程、谐振回路Q值容差、负载牵引机理等角度对反馈型射频VCO内部电路进行了剖析，通过分析明确了影响射频VCO性能指标的主要因素和影响机理，提出了一些VCO外围电路设计及采用分立器件设计振荡电路的注意事项。
5对器件选用CHECKLIST、规范的建议
6附录：
参考资料清单
[1]陈邦媛，《射频通信电路》，科学出版社，2002
[2]“PLLPerformance,simulation,anddesign”,DeanBanerjee,NationalSemiconductor,2003.
[3]“Phasenoiseinoscillators”,IulianRosu.
[4]“DesigningVCOsandBuffersUsingtheUPAfamilyofDualT
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