低频模拟电路第2章B 放大电路基础252627Word文档下载推荐.docx

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如图2-32所示，设V1管集电极电位在耦合前为UCEQ1，接入第二级后，如果将Re2短路，则其电位被V2管的基极钳制在0.7V左右，即UCEQ1≈0.7V，这将导致V1的工作点十分接近饱和区，显然这是不合适的。

因此必须在V2管的发射极接入Re2以抬高UBQ2即UCEQ1，而达到V1所要求的集电极静态电压。

为使V2有合适的UCEQ2，相应地，UC2要变得更高些，在UCC一定情况下，只能减小RC2。

根据（2-24）式，电压放大倍数Au2∝RC2亦减小，随着级数的增加，最后将出现电压放大倍数接近于零的情况，电路不能正常工作。

解决的方法是将V2换成PNP管，利用PNP管工作在放大区时其发射极电压最高，集电极电压最低，恰好与NPN管相反的特点，将抬高的电位移下来。

当然对传输信号而言，它亦是一级放大器。

详细的讨论请参阅参考文献【3,4】。

（2）零点漂移现象

由于温度变化等原因，使放大电路在输入信号为零而输出信号不为零的现象称为零点漂移（简称零漂）。

若放大电路的第一级电路的Q点随温度变化而稍有偏移时，会使输出电压产生缓慢而微小的变化，这种缓慢的变化将会逐级放大，以致放大电路的输出端产生较大的电压漂移。

当漂移电压的大小可以和有效信号电压大小接近时，就无法区分是有效电压信号还是漂移电压，严重时漂移电压甚至淹没有效信号电压，放大电路无法正常工作。

3.变压器耦合

级与级之间通过变压器传递交流信号的耦合方式叫变压器耦合。

如图2-33所示。

图中T1、T2为耦合变压器，也称为输入、输出变压器。

变压器有通直隔交的作用，它隔离两级放大器的直流通路，使两级电路的静态工作点相互独立互不影响。

而V1的输出交流信号经T1传送到V2的基极和发射极之间，V2的输出信号经T2耦合到负载RL上。

Rb11、Rb12和Rb21、Rb22分别为V1、V2的偏置电阻，Cb2是Rb21、Rb22的旁路电容，用于防止信号被偏置电阻所衰减。

变压器在传输信号的同时还能够进行阻抗、电压、电流变换。

与其他耦合方式相比，由于其体积大、成本高、频率特性差及不能集成化等原因，现在已很少使用，一般只用于有特

殊要求的场合（如音响里的功率放大器）。

2.5.3多级放大电路的动态分析

1．多级放大电路的性能指标

对于图2-29所示的多级放大电路，其性能参数主要有电压放大倍数、输入电阻和输出电阻。

以下以图2-31所示的两级阻容耦合电路为例，分析计算相关性能指标。

（1）电压放大倍数Au

对于图2-32所示电路的第一级，电压放大倍数为

第二级电压放大倍数为

因为ui2=uo1，所以电路的总电压放大倍数为

（2-46）

显然，对于n级放大电路必有

。

（2-47）

（2）输入电阻ri

多级放大电路的输入电阻就是第一级的输入电阻。

计算时要注意，当第一级为射极输出器时，要考虑第二级输入电阻作为前级负载时对输入电阻的影响。

（3）输出电阻ro

多级放大电路的输出电阻就是第二级的输出电阻。

计算时要注意，当第二级为射极输出器时，要考虑前级对输出电阻的影响，即前级输出电阻作为后级信号源的内阻而影响输出级的输出电阻。

2．组合放大电路

使用两级基本放大电路，采用直接耦合方式可构成各种组合放大电路。

线性集成电路中常用的共集－共基组合放大电路如图2-34所示。

其中，V1接成射极输出器，输入为ui，V2组成共基极放大电路，其输入回路由V2的发射极、地和-UEE组成，输入电压是前级输出电压uo1。

为分析方便，设两管参数相同，β1＝β2＝β，rbe1=rbe2＝rbe，且不考虑rce的作用。

（1）电压放大倍数Au

对于前级V1，其等效负载RL1′是Re与V2的输入电阻ri2并联，由（2-43）式得知:

所以

一般有

因此

再由（2-24）式，得第一级电压放大倍数

对于后级共基极电路，由（2-42）式可知

两级电路的总电压放大倍数

（2-48）

组合放大电路的输入电阻为第一级的输入电阻ri1，由（2-36）式有

（2-49）

组合放大电路的输出电阻为第二级的输出电阻ro2，由（2-45）式有

ro=ro2=RC2（2-50）

综上所述，共集－共基组合放大电路的电压放大倍数、输入电阻并不很高。

但由于采用了共基极放大电路，其高频响应特性较好（见第三章有关讨论）。

有关其它组合放大电路详见参考文献【1、3、6】。

3．复合管

由两只类型相同或不同的三极管进行不同组合可构成最简单的组合放大器件，即复合管（又称达林顿结构）。

例如可用两只NPN型三极管组成一NPN型的复合管（2-35（a））。

也可用一只NPN型三极管和一只PNP型三极管组成一PNN型的复合管（2-35（b））。

根据组合方式可以很容易算出复合管的电流放大倍数β和输入电阻rbe。

对于图2-35（a）的复合管，因为总输入电流是ib1，而ib2＝ic1≈β1ib1，总集电极电流

ic=ic1+ic2≈β1ib1+β2ib2=β1ib1+β2β1ib1=（β1+β1β2）ib1

所以复合管的电流放大倍数

（2-51）

V2的输入电阻rbe2是V1的射极电阻，根据（2-36）式可知复合管的输入电阻

rbe＝rbe1＋β1rbe2（2-52）

c

对于图2-35（b）所示的PNP管也可以得出类似结果。

一般说来，复合管的类型由V1决定。

*2.6场效应管放大电路

如第一章所述，场效应管是电压控制器件，可由栅极输入电压控制漏极输出电流，因此场效应管也具有放大作用。

场效应管可以组成的共源、共漏和共栅放大电路三种组态。

与三极管放大电路相比，场效应管输入端近似（或就是）开路，因此场效应管放大电路的输入电阻很高。

作为电压放大，这正是所需要的优点。

正因为场效应管放大电路的输入电阻很高，所以场效应管放大电路中的输入、输出耦合电容的容量都比较小。

以下以共源电路为例讨论场效应管放大电路。

2．6．1场效应管放大电路的组成

耗尽型N沟MOS场效应管共源放大电路的电路如图2-36。

输入电压加在场效应管的栅极与源极之间，由漏极与源极之间取得输出电压，输入输出回路以源极无公共端，因此称为共源极放大电路。

图中RG为栅极电阻（取值几百kΩ～上兆Ω），RS为源极电阻，RS与RG一起构成场效应管的自偏压电路。

自偏压原理如次，直流电源UDD经漏极电阻RD产生流过场效应管的漏极电流ID，ID在RS上产生源极电压US＝IDRS。

因为IG＝0，RG使栅极电压UG为零，因此栅源间电压

UGS＝（0－US）＝－US=－IDRS（2-53）

场效应管自动获得栅源偏置电压UGS。

CS为源极旁路电容，与三极管射极电容的作用一样，主要消除RS对交流信号的衰减。

增强型MOS场效应管只有栅源偏压先达到开启电压UGS（th）时，才有漏极电流ID，因此不能采用自偏压电路，只能采用图2-37所示的通用型分压式自偏压电路。

由图可见，漏极电源UDD经分压电阻RG1和RG2分压后，通过RG3（其值>

>

RG1）供给

栅极的电压为：

（2-54）

同时，漏极电流IDQ在源极电阻RS上产生压降USQ=IDQRS，因此静态时加在场效应管栅、源偏压为

（2-55）

上式中的栅极电压UGQ对N沟道耗尽型管而言可正可负，US=IDQRS可能小于UGQ也可能大于UGQ;

对N沟道增强型管，UGSQ>

0，所以US=IDQRS<

UGQ。

分压式自偏压电路适合于任何类型的场效应管。

2.6.2静态工作点的计算

场效应管放大电路的静态工作点可以采用图解法或用公式计算。

以下结合例2-6，用公式来具体估算放大电路的Q点。

例2-6电路如图2-37所示，已知RG1＝2MΩ，RG2＝47kΩ，RG3＝10MΩ，RS＝2kΩ，UDD=18V，RD=30kΩ，场效应管的UGS（off）=－1V，IDSS＝0.5mA，求Q点。

解：

由第一章（1-63）式得知：

IDQ＝0.5（1+UGSQ）2（2-56）

再由（2-55）式有

则UGSQ=0.4－2IDQ（2-57）

将（2-57）式带入（2-56）式，得

IDQ＝0.5（1+0.4－2IDQ）2

解出

IDQ＝0.95±

0.64

于是有：

IDQ1＝1.59mA，IDQ2＝0.31mA

因为IDQ不能大于IDSS＝0.5mA，所以取

IDQ＝IDQ2＝0.31mA

由此得到UGSQ=0.4－2IDQ=－0.22V

及UDSQ=UDD－IDQ（RS+RD）

＝18－0.31（2+30）

＝8.1V

计算中，电压单位为V，电阻单位为kΩ，电流单位为mA。

2．6．3场效应管放大电路的动态分析

由于场效应管输入端近似开路，在小信号情况下，场效应管的微变等效电路如图2-38所示。

由图可见，栅源之间虽然加有电压UGS，但没有栅极电流。

受控电流源用gmugs表示。

与三极管共射放大电路一样，由场效应管的微变等效模型不难画出共源放大电路的微变等效电路如图2-39。

1．电压放大倍数Au

令RL′＝RD//RL

因为uo=－gmugsRL′

而ui=ugs

所以有

（2-58）

式中的负号代表输出电压与输入电压反相。

2．输入电阻ri

ri＝RG3+（RG1//RG2）

通常有RG3>

RG1且RG3>

RG2，故

ri＝RG3（2-6-6）

可见，RG3的引入不影响电路的静态工作

点，但大大地提高了场效应管放大电路的

输入电阻。

3．输出电阻ro

由图可见，从负载向左看去的电阻RD即为电路的输出电阻

ro＝RD（2-59）

例2-7电路如图2-37。

设负载电阻RL＝10kΩ，场效应管参数gm=1.5mA/V。

其它参数同例2-6。

求电路的动态指标Au、ri和ro。

电压放大倍数

RL′=RD//RL=（30×

10）/（30+10）=7.5kΩ

输入电阻ri＝RG3＝10MΩ

输出电阻ro＝RD＝30kΩ

至于共漏、共栅电路有兴趣的读者可参阅参考文献【1、2、3、6】。

2.7功率放大器

正如节2.5所述，为达到将微弱电信号放大到能推动负载工作的目的，例如推动电机转动、仪表指示、继电器动作和扬声器发声等，要求多级放大器的输出级能输出足够的功率。

因此，多级放大器的末级无一例外地采用了功率放大电路。

所用三极管一般为功率放大管，简称为功放管。

2.7.1功率放大电路的特点及分类

1．功率放大器的特点

如前所述，电压放大电路的主要任务是输出不失真的电压信号，讨论的主要指标是电压放大倍数、输入和输出电阻等，输出功率不一定要大。

而功率放大电路则要求获得一定的不失真的输出功率，因此功率放大电路具有电压放大电路所没有的一些特点，它们是：

1）输出功率足够大

为了获得大的功率输出，要求功放管的电压和电流都有足够大的输出幅度，因此器

件往往在接近极限运用状态下工作。

2）效率高

所谓效率就是负载得到的有用信号功率对电源供给的直流功率的比值。

由于功率放大器的输出功率大，因此消耗的直流电源功率也大。

效率愈高愈省电。

3）非线性失真小

功率放大器是在大信号状态下工作，电压电流摆动幅度很大，极易超出管子

特征曲线的线性范围而进入非线性区造成输出波形的非线性失真。

输出功率越大，非线性失真越严重。

实用中，某些设备对失真要求很严格，因此要采取措施减少非线性失真以满足设备的要求。

4）有保护与散热措施

在功率放大电路中，有相当大的直流功率消耗在管子的集电结上，使结温和管壳温

度升高。

为了充分利用允许的管耗而使管子输出足够大的功率，放大器件必须要有良好的散热措施,例如加散热片、风冷。

此外，为了输出较大的功率，一般会设计较高的电源电压，因此功放管承受的电压高，流过的电流大，其损坏的可能性也比较大，所以要采取保护措施以使器件安全工作。

由于功放管工作于大信号状态，分析时通常使用图解法。

2．功率放大器的分类

功率放大电路按功放管的工作点选择不同而分为三类，分别称为甲类、乙类和甲乙类功率放大器。

1）甲类功率放大器

如果功放管的静态工作点选在交流负载线的中点，在整个信号周期内都有电流ic通

过，则称电路为甲类功率放大器。

如图2-40（a）所示。

显然前述共射极电压放大电路应具有甲类功率放大器的功能。

由图可见，静态时电路存在较大的静态电流，电路无信号、不工作时集电结也白白消耗掉电源提供的功率。

可以证明，甲类功率放大器的效率最大不超过50﹪。

直流电源提供的功率有一半消耗在三极管的集电结上，因此该类功率放大器的效率是很低的，实用中很少采用。

2）乙类功率放大器

为了减少电路静态时对电源能量的耗损，可以考虑让放大器在无信号、不工作时流过功放管的静态电流等于零，而有信号时功放管工作才有电流流过。

此时电源供给的功率和功放管管耗随输出功率的大小而变，可大大提高管子的工作效率。

基于这种想法，可以将甲类功率放大器中的工作点Q点向下移动至横轴,便可达此目的。

见图2-40（b）。

这种将Q点设在横轴上，ic仅在半个周期内通过的功率放大器称为乙类功率放大器。

显而易见，输入正弦信号时，输出信号波形只有一半，产生了严重的失真。

为解决这个问题，可采用两个导电类型不同的功放管，如NPN和PNP管，使它们分别在输入信号的正负半周内交替导通，让它们的输出信号在负载上合成一个完整的波形。

这种功率放大器称为乙类互补功率放大器。

3）甲乙类功率放大器

由于三极管存在导通电压，在作乙类功率放大器时，会产生所谓“交越失真”的非线性失真。

为克服交越失真，通常将静态工作点设置在线性区的下部靠近截止区，此时ic流通的时间为多半个信号周期，输出波形被削掉一部分，如图2-40（c）所示。

称为甲乙类功率放大器。

它保留了乙类功率放大器效率高的特点，同时也可减小电路的非线性失真。

3．功率放大器的性能指标

与基本放大电路一样，也应有一套衡量功率放大器优劣的性能指标，它们是：

1）输出功率Po：

表示功率放大器的不失真输出功率。

2）效率η：

效率定义为功率放大器输出功率Po对直流电源供给的功率Ps之比，即

（2-60）

一般地，电源提供的功率

Ps＝Po+Pv（2-61）

其中Pv是功放管的管耗。

管耗过大将使功放管发热而损坏。

3）非线性失真系数γ：

与基本放大电路定义相同，不予讨论。

2.7.2乙类互补对称功率放大器

1．电路组成

乙类互补对称功率放大器由一对NPN和PNP两种类型不同的三极管串联而成，其电路图如图2-41所示。

图中V1为NPN管，与负载电阻RL组成射极输出器，V2为PNP管，与负载电阻RL也组成射极输出器。

采用±

UCC两组电源供电，所以又称为双电源乙类互补对称功率放大器。

该电路与负载之间省去了耦合电容，因此也称为无输出电容的功率放大电路，简称OCL（OutputCapacitorless）电路。

2.工作原理

当功率放大器输入正弦电压信号时，其输入输出波形如图2-42所示。

无信号电压输入时，两管的基极电位为零，V1、V2截止，静态电流ICQ=0。

RL上无信号输出，uo＝0。

假设管子的导通电压为0，在输入信号的正半周，V1导通，V2截止（见图2-42（a）），＋UCC通过V1有电流io1流过RL，在RL上产生正半周输出信号。

在输入信号的负半周，V1截止，V2导通，－UCC通过V2有电流io2流过RL，在RL上产生负半周输出信号。

于是在输入信号的一个周期内，V1、V2交替工作，在负载RL上合成一个完整的正弦输出波形（见图2-42（b））。

由于电路采用了互补三极管，因此又称为互补推挽电路。

3.性能指标计算

功率放大电路的输入输出信号均为大信号，因此一般采用图解法分析计算电路性能指标（图2-43）。

又V1、V2是一对性能完全相同的管子，为方便分析，将V2的输出特性曲线倒置在V1输出特性曲线的右下方，并令二者在工作点Q点处重合，形成V1和V2的合成曲线。

此时的负载线通过UCC（Q）点形成一条斜率为（－1/RL）的斜线，容许iC的最大变化范围为2Icm，uCE的变化范围为2Ucem=2（UCC－UCES1）=2IcmRL。

若忽略管子的饱和压降，即令UCES1＝0，则uCE的变化范围为2Ucem=2UCC。

由此不难求出互补推挽功率放大器的输出功率Po、电源供给功率Ps、管耗Pv和效率η。

（1）输出功率Po

输出功率Po用输出电压的有效值和输出电流的有效值的乘积来表示。

设输出电压的幅值为Ucem，则

（2-62）

当输入信号足够大，使Uom=Ucem≈UCC，Iom=Icm=UCC/RL时，负载上可获得最大功率Pom，且

（2-63）

上式中，

对应于图2.7.3中的MB段，而Ucem＝UCC对应于BQ段。

由图可见，式（2-7-4）表示的是图2-43中⊿MBQ的的面积。

一般称此三角形为功率三角形。

其面积越大，输出功率Po也越大。

（2）电源供给功率Ps

因为每只功放管只在半个周期内工作，所以电源流过一只功放管的平均电流为

（2-64）

电源供给一只功放管的功率为

（2-65）

当Uom＝Ucem＝UCC时，

（2-66）

电源供给两管的功率为

Psm＝2Ps1＝

（2-67）

（3）管耗Pv

直流电源供给的功率Ps一部分转换为输出功率Po，另一部分由功放管转换为热能而消耗掉。

由（2-61）式，功放管的管耗为

（2-68）

特别是当Uom=Ucem＝UCC时

（2-69）

由（2-68）式可知，管耗是Uom的函数。

用求极值的方法可求出最大管耗。

具体计算如下：

由

得

（2-70）

此时，最大管耗为

（2-71）

一只功放管的管耗Pvm1＝0.2Pom（2-72）

由（2-70）式得知最大管耗并不发生在Uom＝UCC时，前已算出，输出功率最大时一只功放管的管耗Pv1＝1/2Pv＝0.137Pom，二者是不同的。

管耗最大时，电路的输出功率为

（2-73）

由（2-65）式可知，此时由电源提供的功率为

（3）效率η

由（2-60）和（2-67）式立即可以算出功率放大器在最大输出功率Pom时的效率是

以上结果是在忽略了三极管饱和压降UCES和Uom=Ucem＝UCC的理想情况下得到的，实际应用中，功率放大器的效率会低于该值。

在管耗最大时的效率是

显然低于ηom。

结论是，功率放大器在输出最大输出功率Pom时的效率最高。

4.功放管的选择

功放管是功率放大器的核心器件，当功率放大器的输出功率和电源电压确定后，正确地选择功放管是非常重要的。

综上所述，功放管的选择应满足以下条件:

⑴每只三极管的最大容许管耗PCM必须大于0.2Pom。

⑵由于V2导通时，V1的c、e间电压为2UCC，所以所选三极管的U（BR）CEO应大于2UCC。

⑶所选三极管的ICM应大于UCC/RL。

2.7.3甲乙类互补对称功率放大器

1．交越失真

前述乙类互补对称功率放大器中曾假设三极管的基极导通电压为0，实际基极导通电压一般约在0.7V左右。

当输入正弦信号小于0.7V时，三极管V1、V2处于截止状态，负载上的输出电压uo=0，于是在输入信号正、负半周的交界处无信号输出，输出信号波形会出现如图2-44所示的失真，称为交越失真。

2．甲乙类互补对称功率放大器

消除交越失真的有效方法是设置一定的直流偏置，偏置电压只要稍大于功放管的导通电压即可，即使功放管处于甲乙类工作状态。

利用二极管正向导通电压约等于三极管be结导

通电压的特点，可以达到上述目的。

一种常用的利用二极管偏置组成的OCL甲乙类互补对称功率放大器如图2-45（a）所示。

图中V2、V3组成互补功率放大器，在V2、V3的基极

间加了两只二极管D1、D2。

静态时，D1、D2正向导通产生的压降为V2、V3提供适当偏压，

使之处于微导通状态，功放管工作在甲乙类类型，有效消除了交越失真。

图2－45（b）是另一种甲乙类互补对称功率放大器。

图中流入V4的基极电流远小于流过R1、R2的电流，

根据分压定理可以算出

（2-74）

其中，UBE4=0.7V，改变R1、R2的比值可以改变V1、V2的偏压值。

这种电路也称为UBE倍增互补对称功率放大器（或UBE倍增电路），集成电路中经常使用。

有时使用双电源不太方便，此时只需将图2-45（a）所示电路稍加改变，便可得到如图2-46所示的单电源互补对称功率放大器。

将图2-45（a）中的-UCC接地，输出端与负载RL间接电容C2即可，为了使电路有足够好的低频响应，电容量一般取几十到上千μF。

电容C2还起隔直流作用，隔断输出端UK对负载的直流电流，以免损坏负载。

V1为分压式偏置共射电路，组成推动级。

其基极静态电压取自于K点电