科斯塔环载波恢复Word文件下载.docx

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增倍环（像BPSK的平方环）、科斯塔斯（Costas）环和再调制环。

其它类型的载波恢复方案都是这些技术的延伸或改进。

例如，用于MPSK的增倍环（图2）是利用了先用带通滤波器滤除调制的第M阶非线性平方律函数。

一个传统的PLL，工作频率为M×

fc，M是谐波乘数，fc是载波频率，锁定在非线性输出的第M谐波分量，而压控振荡器（VOC）除以M，以得到要求到的基准载波频率。

在BPSKCostas环（图3）中，通过将附加噪声的输入压缩载波分别与VCO的输出和经90度相移后的VCO输出信号相乘，对这两个乘积的结果进行滤波，并用这两个滤波后的信号的乘积去控制VCO信号的相位和频率。

当在I和Q臂的滤波器由积分陡落（integrate-and-dump）电路控制时,这个环叫做带有源滤波器的Costas环。

最佳的相位评估器需要在I路滤波器之后的双曲正切[tanh（KEb/NO）]非线性特性。

对于大的值,tanh（x）取x（±

1）函数的极性或符号，可用一个硬限幅器来实现。

通过对这个双曲正切非线性特性的逼近，能够实现一个最佳的环。

这种环被成为硬限幅或极性环（图4）。

限幅器产生一个信号压缩系数，能够改善或降低跟踪性能。

另外，该限制器还允许利用通常具有非常小的直流偏移或直流漂移不稳定度的斩波器件，来代替产生环路误差信号的第三个模拟乘法器。

在硬限幅的改进Costas环中，为了改善采集性能，去掉了正交支路滤波器。

改进Costas环，产生的频率恢复与第三乘法器输出端的频率误差近似成比例。

在采集过程中，这个环像一个其带宽与Costas环带宽的平方成正比的自动频率控制（AFC）电路。

这个改进允许采集频率偏移量比环路带宽大。

根据与I路中低通滤波器截止频率一致的初始频率误差来实现捕获。

不幸的是，在环路的跟踪起伏中不容易折衷考虑。

硬限幅改进型Costas环在假锁定性能方面实现了很大改进，但这是以增加跟踪起伏为代价的。

由于在I和Q滤波器的有限带宽所产生的失真，当采集抑制载波信号（而不是未调制载波）时，在Costas环中会出现假锁定现象。

实质上，在I和Q线路的输入数据脉冲不再是理想地正交，当被结合时，当接收到的信号与VCO的偏移是由二分之一数据率（边频带相关数据）的整倍数时，可能产生一个直流控制项。

假锁定状态与以下条件相对应，即接收机的本振由于信号中的噪声的影响而引起的频偏时，作为相位的函数，在环路误差特性中存在一个稳定的零点（被称为环路的“S曲线”）。

另一个改进的Costas环结构，将I和Q线路的平方和进行处理后发给环路误差信号，这样将禁止环路工作在虚锁点。

传统的正交Costas环曾被用来对QPSK信号的载波提取，然而，最受欢迎的方案是使用一个改进的带环路交叉臂的Costas环（图5）。

由限幅器产生的臂滤波器的输出符号用来与来自相反臂的信号进行交叉和混合。

限制器有效地解调QPSK正交比特，并且通过交叉能产生一个相同的相位误差项，可以随后通过相减来消掉。

相减后留下来的误差项，被用作为误差信号，来控制环路VCO的相位，从而实现闭环。

再调制是另一个受欢迎的载波恢复技术（图6）。

引入的信号被解调，信息波形被恢复。

这种基带的波形是用来再调制输入信号；

如果这些波形是矩形的和时序一致的，再调制将调制完全去除。

在平衡调制器的输出中有一个纯载波分量，而且PLL将跟踪此分量。

再调制器有时等同于极性环，也就是硬限幅Costas环。

然而，再调制器通常在低频率（低于IF）中实现，并且由于影响宽带综合器实现的时间延迟，而不能提供多种数据率。

另一形式的再调制环将恢复后的信息加到VCO输出，使得到相位检测器的两路输入被同样地调制（图7）。

这两个波形的低频分量中产生了一个直流分量，其幅度与输入端完全没有调制时相同。

这种形式的再调制技术也可以用于QPSK载波恢复和数据提取（图8）。

尽管有点类同，与常规的QPSK科斯塔（Costas）环相比，QPSK再调制环的采集时间还是快一些。

从非平衡QPSK（UQPSK）信号的载波恢复（在这里两个正交方向的功率以及数据率是不同的）也可以用上述常规技术，然而在存在噪声和干扰时，跟踪性能必须要另外地分析。

如果所有功率都集中在一个正交方向（标准的载波抑制PSK），一个平方环对于跟踪信号是很合适的。

另一方面，如果每个正交方向的总功率有相同的分布，则平方环就不能跟踪这个信号，就必须使用4阶（或更高阶）环路。

有参考文献给出了在功率分配处于中间值状态时，应该使用这两种跟踪回路中的哪一种的建议。

如果信号比热噪声大很多（这是高数据率系统中通常的情况），如果大功率相包含的功率超过了总功率的百分之七十三，则应该用平方环（或等效的Costas环）。

遥感卫星传送携带卫星传感信息的高数据率数字调制信号。

不同的卫星以不同的数据率用不同的载波抑制调制方案传送，包括QPSK、BPSK和UQPSK。

设计一个地面站来接收这些信号是一件简单的事情，利用馈源和前端系统，就可以实现指定频谱段的任何信号。

但是对于特定任务的设计方案，对每个卫星载荷（payload）就必须使用一个单独的数据速率解调器和位同步器。

这就增加了系统的复杂性和造价。

因此，需要一个具有多种任务能力的解调器，提供了一个低成本的、以不同数据速率接收多路高数据率信号的QPSK/UQPSK/BPSK设计解决方案。

可以使用具有不同环路结构的各种技术，来恢复从BPSK,QPSK,或UQPSK信号来的载波。

然而不是所有的环路结构在布进行任何结构和参数修改的条件下，就能接收多数据率数据。

例如，再调制环只能接收一个速率数据，这是由于要求在两路信号相乘之前，输入调制信号和解调的基带信号的时间必须一致，才能去除调制。

对于不同的数据率，用于取得时间对齐而用的延迟线的延迟量必须改变，而不能是一个固定值。

因此再调制环不适用于多任务、多数据率地面站。

由于这些对多任务遥测卫星地面接收站的特殊要求，在多任务解调器中使用下列环路来实现相干载波的恢复：

一个可以转换到二阶结构的四阶科斯塔环；

一个可以在四阶和平方环之间转换的乘法环；

和一个长PLL载波恢复环。

图9描写了科斯塔环的构造：

其中调制输入信号（来自AGC放大器）被分成二路，并与正交的LO信号（来自PLL的VCO）混频，产生所需的I和Q基带信号。

这些信号经过直流耦合的宽带放大器放大，然后传到位同步器做进一步处理。

同样的I和Q数据流采样信号也被放大并由科斯塔支路滤波器滤波。

该支路滤波器的输出被送到科斯塔相位检波器，它通过硬限幅极性环产生一个相位误差估值。

该环有两种操作模式：

一种是用作为BPSK（或UQPSK）的载波基准环，另一种用于QPSK的载波再生。

当选择了BPSK模式，环路呈现二阶非线性特性。

当QPSK模式被选中后，它提供四阶非线性特性。

相应的输出相位差估值被送到PLL的积分器上，而积分器的输出驱动VCO。

VCO的输出被送入一个正交混合电路来产生I和Q混频器的LO信号。

图10显示了一个乘法环，它能在用于UQPSK/BPSK载波恢复的二阶，和用于QPSK载波恢复的四阶特性之间转换。

这里，图9中的单边低通支路滤波器被一个中心频率为IF载波频率的双边带通滤波器所取代。

这个预滤波器的噪声带宽按照字符速率的中间范围来选取。

对用二阶环的预滤波器的噪声带宽，按UQPSK信号的I通道数据率进行选取。

输出到PLL的载波基准应该在二阶或四阶之间进行选择。

VCO输出同时也在×

2或×

4之间选择。

VCO输出被送到功率分配器，而分配器的一路输出就被用作为相干载波基准。

早先提到的科斯塔和乘法环载波恢复方案，在处理遥测卫星地面站中所遇到的多速率数据时有几个局限性。

在任何载波恢复构造中，在为了去除调制信号而进行的非线性处理之前的宽带预滤波是必须的，这是为了与最高速率的调制信号相适应并把平方损失减到最小。

但是在接收低速率调制信号数据时，滤波器过宽的噪声带宽，增加了平方损失，因此严重地降低了输出信噪比。

载波基准环的采集门限相对于输入C/N比的增高，将导致在接收低数据率调制信号时的链路余度降低。

使用一个窄带滤波器可以改善PLL锁相环电路输入端的信噪比。

但是，PLL前置带宽控制由接收到信号的最大多普勒偏移所决定。

对于一些低环绕轨道卫星，该多普勒频率偏移可能高达±

400kHz。

结果，PLL前置滤波器的通带响应必须至少要有超过±

2MHz的平坦区，这将导致了比实际需要宽得多的噪声带宽。

因此，用于多数据速率接收系统的上述方案中载波基准，在准确估值方面遇到了一些限制和不确定性。

对于上述这些问题，使用用于遥测卫星地面站中的双载波恢复技术（乘法和科斯塔环）方法）还无法解决，而在国家遥测站（海得拉巴，印度）工作的本文作者及其同事，设计了一个新方案。

这个方案在载波恢复前端安装一个带宽较宽的前置滤波器，同时也利用一个窄带通滤波器，实现对载波基准PLL输入端信噪比SNR的优化。

这个方案产生了更好的环路锁定门限性能，并在不同调制方法（BPSK、UQPSK和QPSK）中的低信噪比和不同的输入数据率的条件下进行相干载波再生时，改善了环路稳定性，减小了环路抖动。

这种长回路PLL结构被用于解调器中的相干载波恢复（图11）。

375MHz的BPSK,QPSK,或UQPSK输入信号与来自载波基准PLL的VCO信号进行混频，产生中频IF信号。

这个IF信号再通过一个三路功分器，其一路输出送到相干检测器进行I和Q相位检测，另两路输出被送到对应的两个带通滤波器，滤波器的带宽，则按照对应于QPSK/UQPSK（BPSK）每种格式下的最高波特率的最小平方损失准则来进行最佳选择。

然后滤波过的信号被执行乘法（通过非线性处理）以去除调制。

对于UQPSK信号（按照与ＢＰＳＫ同样的处理）乘以2，对于QPSK则乘以4。

非线性处理所产生的4次或２次IF谐波分量由相应的尽可能窄的带通滤波器进行滤波。

在窄带带通滤波器输入端的信号一直保持在一个固定频率的中点。

利用稳定晶振的34或32倍频率分量，对窄带带通滤波器的输出信号进行锁相。

晶振频率处于中频频率的中点，并用于锁相后的数据检测的相干载波基准。

乘法操作后的原频率信号被传到一个带通滤波器，其特性与在PLL输入端信号通路上的滤波器相同。

这保证了PLL正确的相位基准。

PLL通过对应地修正VCO输出频率来跟踪输入信号的多普勒频率变化，同时维持混频器输出一个稳定的频率。

混频器的输出被功分，一路送到相干检测器进行数据解调，另一路送回到环路。

对VCO进行扫描，以进行初始信号捕获以及捕获多普勒偏移高达±

500KHz的信号。

因为多普勒效应在载波恢复非线性处理之前进行了补偿，因此对于这种结构，利用载波基准PLL的输入端的窄带滤波器进行带宽控制变为可能，并且PLL输入端的信噪比S/N达到最大，从而改善了PLL总的锁相捕获门限。

但是必须小心的是窄带带通滤波器相对于环路滤波器要有足够的带宽，否则它的等效低通滤波器传递函数将干扰环路响应。

另外，尽管这个滤波器相对较宽，在捕获期间，它的存在也会对环路工作引起相当大的影响，引起所谓的伪捕获。

这种现象在极点数比较多时尤其普遍。

相对于用于各种数据率的传统的短环结构（没有前置PLL窄带滤波器的PLL），该技术对载波基准PLL的捕获门限有改善，对于QPSK模式有大约3dB的改善，而对于BPSK模式改善了6dB。

关于从PSK调制信号中进行载波恢复，已经介绍了各种设计和结构选项。

并非所有的选项在不需要改变环路结构设计和电路参数的情况下都适合于多重数据率接收。

只有硬限幅的科斯塔环（Costasloop）和乘法回路可以被高效地配置成接收多路卫星信号的环路结构。

但是对于具有固定的I和Q滤波器的这些环路结构，由于其平方效应和来自非线性电路和滤波电路的固有噪声的影响，最多只能适用于有限范围的数据率，典型值是40至100Mb/s。

幸运的是，一种使用长环路PLL结构的独持的载波恢复技术，可以适用于接收来自不同载荷特性的多种卫星的数据。

作者：

P.K.Jain，S.Pal，V.M.Pandharipande