单端反激开关电源变压器方案设计书文档格式.docx
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将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；
总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；
Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；
RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。
经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。
脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。
因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。
例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。
（1）上升阶段
对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。
于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。
图3图2的等效电路
图4图3的简化电路
在这个电路中，频率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。
要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。
但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。
在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；
为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。
（2）平顶阶段
脉冲的平顶包含着各种低频分量。
在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/ωC很大，因此电容C可以忽略。
同时在串联支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。
所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。
信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。
这里可用下述公式表达
U′o=（UsmRL′）e－T/τ/（Rs＋RL′）
τ=Lm1（Rs＋RL′）RsRL′
可见U′o为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。
为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL′,但这是有限的。
如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。
图5图3的低频等效电路
图6脉冲下降阶段的等效电路
（3）下降阶段
下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；
一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；
二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。
一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。
为了消除下冲往往采用阻尼措施。
2功率变压器的参数及公式
2.1变压器的基本参数
在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。
另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/m
H=0.4πNI/li
式中：
N——绕组匝数
I——电流强度
li——磁路度
磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。
图7为一典型的磁化曲线。
由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。
曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：
饱和磁通密度，Br：
剩磁，HC：
矫顽磁力。
当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。
当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。
图7不带气隙的磁滞回线
图8硬/软磁性材料和磁滞回线
（a）硬磁材料
（b）软磁材料
如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。
因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为
le=li＋μilg
li——磁性材料中的磁路长度
lg——空气隙的磁路长度
μi——磁性材料的磁导率
对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。
2.2设计变压器的基本公式
为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：
T）
Bm=（Up×
104）/KfNpSc
Up——变压器一次绕组上所加电压（V）
f——脉冲变压器工作频率（Hz）
Np——变压器一次绕组匝数（匝）
Sc——磁心有效截面积（cm2）
K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0
一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。
变压器输出功率可由下式计算（单位：
W）
Po=1.16BmfjScSo×
10－5
j——导线电流密度（A/mm2）
Sc——磁心的有效截面积（cm2）
So——磁心的窗口面积（cm2）
3对功率变压器的要求
（1）漏感要小
图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
图9双极性功率变换器波形
功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
（2）避免瞬态饱和
一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
（3）要考虑温度影响
开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。
在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。
一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。
（4）合理进行结构设计
从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：
漏磁要小，减小绕组的漏感；
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发布时间：
2005-08-18
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单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器 的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数
这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：
输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs（或周期T）、线路主开关管的耐压Vmos。
2、计算
在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量（此处假设为150V）。
反激电压由下式确定：
Vf=VMos-VinDCMax-150V
反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
Np/Ns=Vf/Vout
另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：
VinDCMin•DMax=Vf•（1-DMax）
设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。
若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：
1/2•（Ip1Ip2）•DMax•VinDCMin=Pout/η
一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1
这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：
Lp=DMax•VinDCMin/fs•ΔIp
对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；
对于断续模式，ΔIp=Ip2。
可由AwAe法求出所要铁芯：
AwAe=（Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj）1.14
在上式中
Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2
Ae为磁芯截面积，单位为cm2
Lp为原边电感量，单位为H
Ip2为原边峰值电流，单位为A
Bw为磁芯工作磁感应强度，单位为T
K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4
Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2
根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
有了磁芯就可以求出原边的匝数。
根据下式：
Np=Lp•Ip2•104/Bw•Ae
再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。
有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。
为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：
lg=0.4π•Np2•Ae•10-8/Lp
在上式中，lg为气隙长度，单位为cm
Np为原边匝数，
Ae为磁芯的截面积，单位为cm2
Lp为原边电感量，单位为H
至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。
我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。
同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。
30kHz高频开关电源变压器的设计
meidio
2005-3-20
在传统的高频变压器设计中，由于磁心材料的限制，其工作频率较低，一般在20kHz左右。
随着电源技术的不断发
展，电源系统的小型化，高频化和高功率比已成为一个永恒的研究方向和发展趋势。
因此，研究使用频率更高的电
源变压器是降低电源系统体积，提高电源输出功率比的关键因素。
本文根据超微晶合金的优异电磁性能，通过示例
介绍30kHz超微晶高频开关电源变压器的设计。
1变压器的性能指标
电路形式：
半桥式开关电源变换器原理见图1：
工作频率f：
30kHz
变换器输入电压Ui:
DC300V
变换器输出电压U0:
DC2100V
变换器输出电流Io:
0.08A
整流电路：
桥式整流
占空比D：
1％～90％
输出效率η:
≥80％
耐压：
DC12kV
温升：
＋50℃
工作环境条件:
－55℃～＋85℃
2变压器磁心的选择与工作点确定
从变压器的性能指标要求可知，传统的薄带硅钢、铁氧体材料已很难满足变压器在频率、使用环境方面的设计要
求。
磁心的材料只有从坡莫合金、钴基非晶态合金和超微晶合金三种材料中来考虑，但坡莫合金、钴基非晶态价格
高，约为超微晶合金的数倍，而饱和磁感应强度Bs却为超微晶合金2/3左右，且加工工艺复杂。
因此，综合三种材
料的性能比较（表1），选择饱和磁感应强度Bs高，温度稳定性好，价格低廉，加工方便的超微晶合金有利于变压
器技术指标的实现。
磁心工作点的选择往往从磁心的材料，变压器的工作状态，工作频率，输出功率，绝缘耐压等因素来考虑。
超微
晶合金的饱和磁感应强度Bs较高约为1.2T，在双极性开关电源变压器的设计中，磁心的最大工作磁感应强度Bm一般
可取到0.6～0.7T，经特别处理的磁心，Bm可达到0.9T。
在本设计中，由于工作频率、绝缘耐压、使用环境的原
因，把最大工作磁感应强度Bm定在0.6T，而磁心结构则定为不切口的矩形磁心。
这种结构的磁心与环形磁心相比具
有线圈绕制方便、分布参数影响小、磁心窗口利用率高、散热性好、系统绝缘可靠、但电磁兼容性较差。
3压器主要参数的计算
3.1变压器的计算功率
半桥式变换器的输出电路为桥式整流时，其开关电源变压器的计算功率为：
Pt=UoIo（1＋1/η）
（1）
将Uo=2100V,Io=0.08A,η=80％代入式
（1），可得Pt=378W。
3.2变压器的设计输出能力
变压器的设计输出能力为：
Ap=（Pt·
104/4BmfKWKJ）1.16
（2）
工作频率f为30kHz，工作磁感应强度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系数KW取0.2，矩形磁心的电流密度（温升
为50℃时）KJ取468。
经计算，变压器的设计输出能力AP=0.511cm4。
3.3变压器的实际输出能力
铁基超微晶铁心及超微晶软磁合金通过省级技术鉴定
1999年10月24日，由江西省科委等机关委托主持的对江西大有科技有限公司研制的新产品DY－ON型铁基超微晶磁
铁心和超微晶软磁合金通过了省级技术鉴定，获得与会专家学者的高度评价，一致认为这两项产品性能稳定，各项
技术指标分别达到美国UL94－P标准和国标GBm292－89技术要求，在国内同类产品中具有特色。
非晶态（超微晶）软磁合金，是90年代世界六大高科技新型材料之一，它具有优异的特点，目前国内市场供不应
求，前景广阔。
联系人：
江西省宜春市东风大街62号宜春地区粮食局（336000）方华平
变压器的输出能力即磁心的输出能力，它取决于磁心面积的乘积（AP），其值等于磁心有效截面积（AC）和它的
窗口截面积（Am）的乘积，即：
AP=ACAm（3）
在变压器的设计中，变压器的输出能力必须大于它的设计输出能力。
在设计中，我们选用的矩形磁心的尺寸为：
10×
39×
13.4（即：
a=10mm，b=10mm，c=13.4mm，h=39mm），实际AP达3.66cm4（其中磁心截面积的占空系数KC
取0.7），大于变压器的设计输出能力0.511cm4，因此，该磁心能够满足设计使用要求。
3.4绕组计算
初级匝数：
D取50％，Ton=D/f=0.5/（30×
103）=16.67μs,
忽略开关管压降，Up1=Ui/2=150V。
N1=Up1Ton10－2/2BmAc=（150×
16.67）10－2
/（2×
0.6×
1×
0.7）=29.77匝
取N1=30匝
次级匝数：
忽略整流管压降，Up2=Uo=2100V。
N2=Up2N1/Up1=（30×
2100）/150=420匝
3.5导线线径
Ip1=Up2Ip2/Up1=0.08×
2100/150=1.12A
电流密度：
J=KjAp－0.1410－2=468×
0.511－0.14
×
10－2=5.14A/mm2
考虑到线包损耗与温升，把电流密度定为4A/mm2
（1）初级绕组：
计算导线截面积为Sm1=Ip1/J=1.12/4=0.28mm2
初级绕组的线径可选d=0.63mm,其截面积为0.312mm2的圆铜线。
（2）次级绕组：
计算导线截面积为Sm2=Ip2/J=0.08/4=0.02mm2。
次级绕组的线径可选d=0.16mm的圆铜线，其截面积为0.02mm2。
为了方便线圈绕制也可选用线径较粗的导线。
4线圈绕制与绝缘
为减小分布参数的影响，初级采用双腿并绕连接的结构，次级采用分段绕制，串联相接的方式，降低绕组间的电
压差，提高变压器的可靠性，绕制后的线圈厚度约为4.5mm。
小于磁心窗口宽度13.4mm的一半。
在变压器的绝缘方
面，线圈绝缘选用抗电强度高、介质损耗低的复合纤维绝缘纸，提高初、次级之间的绝缘强度和抗电晕能力。
变压
器绝缘则采用整体灌注的方法来保证变压器的绝缘使用要求。
5结束语
该超微晶开关电源变压器，环氧灌注绝缘后通过了产品的电性能检测和机载条件的环境实验，已用于机载设备，
变压器的温升<
35℃，工作效率达到90％以上，且波形质量优异，电性能参数稳定。
超微晶合金薄带是新型的软磁
合金，电磁性能优异，价格低廉，环境适应能力强，在高频电磁元件领域具有广阔的应用前景，特别是在阵面雷达
系统中的电源、激励变压器、电感等。
在100kHz的使用条件下，可以取代铁氧体、坡莫合金用作磁心材料。
TheDesignofHigh-FrequencyTransformerforSwitchingDCSupply
ChenBaoguo PangZhifeng LiXiangrong
QinhuangdaoPowerCompany,Qinhuangdao,066000
Abstract Thehigh-friquencytransformerdesignisakeytechnologyintheswitchingsupplywithoutpowerfrequencytransformer.Inthispaper,thesortofintegratingswitchingsteady-voltagedevicesandtheprincipleofswitchingDCsuppliesareintroducedfirst，foclowedbythedescriptionofthedesignofHigh-FrequencyTransformerforSwitchingDCsupply.
Keywords SwitchingDCsupply。
pulsewidthmodulator。
high-frequencytransformer
开关式集成稳压电源被誉为“新型高效节能电源”，它代表着稳压电源的发展方向。
选用带高频变压器的单端输出式脉宽调制器，电源效率可达70%～80%左右，并可省掉工频变压器，制成功率为几十瓦的开关电源。
高频变压器是其核心部件之一，而高频变压器的设计也是研制开关电源的关键技术。
1 开关式集成稳压器的分类
无工频变压器式集成开关电源分脉宽调制式（PWM）和脉频调制式（PFM）两大类。
前者是对脉冲宽度进行调制，后者则是对脉冲频率进行调制，均可实现稳压目的。
目前，开关电源大多采用PWM方式，也有少数用PFM方式，后者要求滤波电路能在宽频带下工作。
表1列出目前国内外生产的脉宽调制器和脉频调制器典型产品的分类。
下面以UC3842为例，介绍开关电源和高频变压器的设计。
表1 脉宽调制器和脉频调制器产品分类
类 型
特 点
国外型号
最高开关频率
fmax/Hz
输出最大峰值电流IPM/A
国产型号
脉宽调制器
单端输出中速型
UC3842
500k
1
CW3842
TEA2018
0.5
CW2018
μPC1094
1.2
单端输出高速型
UC1825
1M
1.5
UC1848
双端输出中速型
MC3520UC3520
100k
0.1×
2
CW3520
TL494UC494A
300k
0.2×
CW494
脉频调制器
双端输出高速型
UC1864
MC34066
2 开关电源的电路原理
由UC3842构成的开关电源电路如图1所示，T为高频变压器。
刚开机时，220V交流电先通过PNF滤掉射频干扰，再经过整流滤波获得约+300V直流电压，然后经R2降压后向UC3842提供+16V启动电压。
R1是限流电阻，C1为滤波电容。
正常工作后，自馈线圈N2上的高频电压经过VD1、C3整流滤波，就作为UC3842的正常工作电压。
R5、C4用以改善内部误差放大器的频率响应，R3是斜波补偿电阻。
开关频率f≈1.8/R6C6≈40kHz。
C5为消噪电容，R10是过流检测电阻，R7是VMOS开关功率管的栅极限流电阻。
由C8、VD3、R11、R12、VD2、C9构成两级吸收回路，用于吸收尖峰电压。
VD1～VD3选用快恢复二级管FR305。
VD4为输出级的整流管，采用肖特基二级管，以满足高频、大电流整流之需要。
整机工作过程是首先通过自馈线圈N2对输出电压采样，然后依次经过芯片中的误差放大器、PWM馈存器和输出级，去控制VMOS管的导通与截止，以决定高频变压器的通断状态，最终达到稳
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