正确选择CMOS模拟开关的建议.docx

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正确选择CMOS模拟开关的建议

正确选择CMOS模拟开关的建议

集成模拟开关常常用作模拟信号与数字控制器的接口。

当今市场上的模拟开关数量众多，产品设计人员需要考虑多项性能标准。

同时也有许多35年前开发的标准CMOS开关已经发展为专用的开关电路。

本文回顾标准CMOS模拟开关的基本结构并介绍常见模拟开关参数，例如导通电阻（RON）、RON平坦度、漏电流、电荷注入及关断隔离。

文中讨论最新模拟开关的性能改善：

更好的开关特性、更低的供电电压，以及更小的封装。

也介绍了专用的特性，例如故障保护、ESD保护、校准型多路复用器（cal-mux）和加载-感应功能。

介绍了适用于视频、高速USB、HDMI和PCIe的专用开关。

标准模拟开关基础

传统模拟开关的结构如图1所示。

将n沟道MOSFET与p沟道MOSFET并联，可使信号在两个方向上同等顺畅地通过。

n沟道与p沟道器件之间承载信号电流的多少由输入与输出电压比决定。

由于开关对电流流向不存在选择问题，因而也没有严格的输入端与输出端之分。

两个MOSFET由内部反相与同相放大器控制下导通或断开。

这些放大器根据控制信号是CMOS或是TTL逻辑、以及模拟电源电压是单或是双，对数字输入信号进行所需的电平转换。

图1.采用并联n沟道和p沟道MOSFET的典型模拟开关的内部结构

现在，许多半导体制造商都提供诸如早期CD4066这样的传统模拟开关。

有些最新设计的模拟开关与这些早期开关的引脚兼容，但性能更高。

例如，有些与CD4066引脚兼容的器件（例如MAX4610）相对于原来的CD4066具有更低的RON和更高的精度。

对基本模拟开关结构也有一些功能性改变。

有些低电容模拟开关在信号通路中只使用n沟道MOSFET（例如MAX4887），省去了较大的大幅降低模拟开关带宽的p沟道MOSFET。

其它采用单个正电源轨工作的模拟开关采用电荷泵，允许负信号电压。

例如，MAX14504音频开关工作在+2.3VCC至+5.5VCC单电源，采用内部电荷泵，允许-VCC至+VCC的信号无失真通过。

除功能改善外，工业上许多最新模拟开关的封装比早期的器件更小。

导通电阻（RON）开关降低信号损耗

在VIN为各种电平条件下，p沟道和n沟道RON的并联值形成并联结构的RON特征（图2）。

RON随VIN的变化曲线在不考虑温度、电源电压和模拟输入电压对RON影响的情况下为直线。

为使信号损耗和传输延迟最小，理想情况下的RON应尽量小。

然而，降低RON将增大MOSFET硅片的宽度/长度（W/L）比，从而造成较高的寄生电容和较大的硅片面积。

这种较大的寄生电容降低模拟开关的带宽。

如果不考虑W和L，RON是电子和空穴迁移率（μn和μp）、氧化物电容（COX）、门限电压（VT）及信号电压、n沟道及p沟道MOSFET的信号电压VGS（VIN）的复合函数，如式1a和1b所示。

将RON和寄生电容最小化，同时改善整个温度和电压范围内RON相对于VIN的线性度，往往是设计新产品的首要目的。

图2.RON与VIN的关系。

图1中的n沟道和p沟道RON构成一个复合的低值RON

早期的模拟开关工作于±20V电源电压，导通电阻RON为几百欧姆。

最新改进达到了最大0.5Ω的RON，供电电压低得多。

电源电压对RON的影响很大（图3A），施加的信号也会明显影响RON（图3B）。

本例中，MAX4992信号和电源电压为1.8V至5.5V，RON在较低电源电压时增大（图3A）。

MAX4992采用单电源时达到了非常低的RON及RON平坦度（1mΩ）。

图3B为新、旧模拟开关的比较，电源为5V。

图3A.较高电源电压下RON较低。

图为MAX4992（单电源）RON与VCOM的关系

图3B.新、旧模拟开关的RON比较

为单电源系统选择模拟开关时，尽量选择专门针对单电源设计的器件。

此类器件无需单独的V-和地引脚，因而可节省一个引脚。

引脚上的经济性意味着单刀双掷（SPDT）开关（例如MAX4714）可采用小型6引脚、1.6mm2、μDFN封装。

许多高性能模拟系统仍然使用较高电平的双极性电源，例如±15V或±12V。

与这些电压接口时需要额外的一个电源引脚，通常称为逻辑电源电压（例如MAX14756）。

该引脚（VL）连接至系统逻辑电压，通常是1.8V或3.3V。

信号处理设计

图3A还给出了RON值随信号电压的变化情况。

图中曲线都落在特定的电源电压范围之内，这是因为未集成内部电荷泵的典型模拟开关只能处理电源电压范围之内的模拟信号电平。

对于没有保护的模拟开关，过高或过低电压的输入将在芯片内部的二极管网络产生失控的电流，造成开关永久损坏。

通常这些二极管能够保护开关抵抗高达±2kV的短时间静电放电（ESD）。

（参见下文中的ESD保护开关部分）。

模拟开关的RON会造成信号电压的线性衰减，衰减量正比于流过开关的电流。

根据应用及电流大小的不同，可能需要考虑这种电压变化。

需要考虑的另外两个重要参数是通道匹配度和RON平坦度。

通道间的匹配度说明同一器件各通道RON的差异；RON平坦度是指某一通道的RON在信号范围内的变化量。

匹配度/RON或平坦度/RON的比值越小，则模拟开关的精度越高。

这两个参数的典型值分别为0.1Ω至5Ω。

有些开关是专门针对低通道匹配度和平坦度设计的。

例如，MAX4992的通道匹配度可达到3mΩ，RON平坦度可达到1mΩ。

MAX14535E具有非常好的RON、通道匹配度和RON平坦度指标，理想用于交流耦合音频或视频便携式设备，可处理低至-1.5V的负信号摆动。

大多数应用中，可以通过修改电路设计防止过大的开关电流。

例如，您可能希望通过在不同反馈电阻间切换来改变运算放大器的增益，这种情况下最好选择采用高阻输入与开关串联的结构（图4A）。

此时，由于开关电流较小，RON值及其温度系数可忽略不计。

然而，图4B所示的设计中，开关电流取决于输出电压，因此其值较大，就不太理想。

图4.增益控制电路设计的好（A）或坏（B）取决于流过开关的电流大小

音频开关和先断后合功能

所有音频系统中的一项主要性能要求是消除瞬态脉冲通过扬声器负载放电引起的可闻咔嗒/噼噗声。

这些瞬态通常发生在电源打开和关闭期间（导通和关断时间，tON和tOFF）。

无论设备在工作期间的音频质量如何，如果在系统每次打开或关闭时发出噪杂的咔嗒声，用户往往会认为该音频设备的质量比较差。

通过延长模拟开关的tON和tOFF，可消除可闻咔嗒/噼噗声。

这减小了通过扬声器负载进行放电的瞬态脉冲。

大多数模拟开关的tON和tOFF从低至15ns到高达1μs不等，但有些“无杂音”开关可达到毫秒级。

有些无杂音开关使用旁路开关和先断后合功能消除咔嗒声。

在使用MAX4744的音频应用中，利用内部旁路开关对输入处的电容放电。

这可防止瞬态电压进入扬声器。

先断后合功能保证开关在切换至另一连接之前首先断开之前的连接，要求tON>tOFF。

有些设计则要求开关先合后断，此时tOFF>tON。

例如，图4A中的电路在两种增益之间切换时必须谨慎。

改变增益时，避免使两个开关同时处于打开状态非常重要；第二个开关必须在第一个开关开路之前闭合。

否则，运算放大器会采用开关增益，其输出将被驱动至电源电压。

信号电平变化会引起RON变化，造成开关的插入损耗变化，这会增大模拟开关的总谐波失真（THD）。

以RON平坦度为10Ω的100Ω开关为例，当负载为600Ω时，开关将产生1.67%的THDMAX。

THD是许多应用中的关键参数，表示通过开关的信号质量或保真度。

THD的定义为全部谐波分量的平方和的平方根与基波分量之比（式2a）。

用式2b计算最大THD。

图5所示为不同开关的THD比较。

图5.一组模拟开关的THD与频率关系

低RON及管理电荷注入效应

并非所有应用都要求低RON。

然而，当应用需要较低RON，需要考虑多项设计要求。

电路所需的芯片面积更大，设计将引入更大的输入电容，每个开关周期对输入电容进行充电和放电需要消耗更大功率。

该输入电容的充电时间取决于负载电阻（R）和电容（C），其时间常数由t=RC决定。

充电时间通常为几十纳秒，但高RON开关具有较短的tON和tOFF周期。

有些模拟开关以相同的封装类型和引脚排列提供不同的RON/输入电容组合。

MAX4501和MAX4502具有相对较高的RON，tON/tOFF较短；MAX4514和MAX4515具有较低的RON，但开关时间较长。

低RON还具有另一负面效应：

较高的容性栅极电流引起较高的电荷注入。

每次开关导通或断开瞬间都有一定数量的电荷被注入或吸出模拟通道（图6A）。

对于输出连接至高阻的开关，这种效应将引起输出信号的明显改变。

在一个没有其它负载的小分布电容（CL）上产生ΔVOUT的变化量，那么注入电荷可按公式Q=ΔVOUTCL计算。

跟踪和保持放大器提供了一个很好的实例，在模数转换器（ADC）转换期间用它来保持一个恒定的模拟输出（图6B）。

闭合S1时，一个比较小的缓冲器电容（C）被充电至输入电压（VS）。

电容C只有几个pF，当S1断开时，VS保存在C上。

在转换开始时闭合S2，将保持电压（VH）加载至缓冲器。

这样，在整个ADC的转换周期内，高阻缓冲器保持VH恒定。

对于比较短的采集时间，跟踪和保持器的电容必须小，而且S1的RON要小。

注意，此外，电荷注入会造成VH改变±ΔVOUT（几个毫伏），因此会影响到后面ADC的精度。

图6A.来自于开关控制信号的电荷注入造成模拟输出电压误差

图6B.ADC中的典型跟踪和保持功能需要精密控制的模拟开关

漏电流及其对电压误差的影响

漏电流影响模拟开关的输出电压。

图7和8所示为模拟开关打开和关闭阶段的简化小信号模型。

这两种情况下，大部分漏电流通过内部寄生二极管，影响输出电压误差。

漏电流还是温度的函数，每10℃大约翻一倍。

ESD保护二极管（例如故障保护开关中）增大漏电流。

图7.开关闭合的等效电路图。

图8.开关开路的等效电路图。

利用式3计算导通状态的输出电压，输出电压是漏电流、RON、在所施加输入信号范围内RON的变动、负载电阻及源电阻的函数。

对于双向模拟开关，Ilkg等于IS或ID（图7和8所示），取决于开关的漏极还是源极侧配置为输出。

关断状态下的输出电压主要受漏电流影响，由式VOUT=Ilkg×RL计算。

许多IC的数据资料给出了最差情况的导通/关断漏电流：

当信号电压接近电源电压限值时，造成寄生二极管向基片注入较高电流，导致电流流入相邻通道。

视频和高频开关的特殊要求

RON和寄生电容之间的平衡对视频信号非常重要。

RON较大的传统模拟开关需要额外增益级来补偿插入损耗。

同时，低RON开关具有较大寄生电容，减小了带宽，降低视频质量。

低RON开关需要输入缓冲器，以维持带宽，但是这会增加元件数量。

采用只有n沟道的开关可提高带宽，同时寄生元件和封装尺寸变得更小，从而允许单位面积上具有更多开关。

然而，n沟道开关容易受满摆幅工作的限制。

当施加的视频信号超过这些限值时，输出将箝位，造成视频信号失真。

选择n沟道开关时，确保开关的规定限值足以通过满幅输入信号。

在一个监视器显示来自于多个源的视频应用中，如安保和监视系统，关断隔离和串扰是关键参数。

开关处于关断状态时，来自于所加输入信号的馈通总量决定关断隔离。

较高频率时，通常为视频和VHF应用，视频通过漏源电容（CDS）耦合，降低关断隔离。

与开关相关的较高电路阻抗也会降低关断隔离。

T型开关拓扑适用于视频或高于10MHz的频率，它包括两个串联的模拟开关，以及第三个连接在它们公共点与地之间的开关（图9a）。

这种安排能够提供比单个开关更高的关断隔离。

由于寄生电容与串联开关中的每个开关并联（图9a），关断的T型开关的容性串扰一般随频率的升高而增大。

多通道开关中，通道之间的寄生电容将