电源管理PFCWord格式.docx

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1）相角位移因素，2）波形失真因素。

等式1表示相角位移與波形失真因素之於功因的關係。

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（1）

Irms

（1）為電流之主成份，Irms電流之均方根值。

因此功率因數校正線路是為了使電流失真最小，且使電流與電壓同相。

當功因不等於1時，電流波形沒有跟隨電壓波形，不但有功率損耗，且其產生之諧波透過電力線干擾到連接同一電力線之其它裝置。

功因越接近1，幾乎所有功率皆包含於主頻率，其諧波越接近零。

■瞭解規範

EN61000-3-2對交流輸入電流至第40次諧波規範。

而其classD對適用設備之發射有嚴格之限制（圖2）。

其classA要求則較寬鬆（圖3）。

▲圖2:

電壓與電流波形同相且PF=1（ClassD）。

▲圖3:

類PFC輸入，達到之功因大約0.9（ClassA）。

■低效率的原因

當切換式電源供應器（SMPS）沒運用任何形式之功因校正時，其輸入電容CIN（見圖4）只在VIN接近峰值電壓VPAEK或VIN大於電容電壓VCIN時被充電。

若依輸入電壓之頻率來設計CIN，其電流波形將比較接近輸入電壓波形（隨負載變化）；

但當在輸入主電力線上有些許之干擾將造成整體系統有不良的影響。

但話說回來，為應付輸入電壓跳動或預防少掉幾個週期，CIN之設計會大於VIN之頻率以儲存足夠之能量來繼續提供負載之需要。

▲圖4:

沒有PFC之SMPS。

圖5所表示為在輕載時圖4線路之VCIN（t）之理論結果。

因此，CIN只有非常少許之放電。

如負載增加時，VCIN（t）在峰值電壓間會有較大的電壓下降。

但這也只代表有非常小部分的輸入電壓（譬如說，輸入為120Vac，但只有3~5伏特的下降電壓）。

如前所述，CIN只在VIN大於VCIN被充電，相對於整個週期來說是非常小的一部分。

▲圖5:

輸入電壓Vin與充電中的Cin。

圖6所示，在90度角後之半週期，經橋式整流之電壓低於CIN電壓，橋式整流子之為反向偏壓，電流無法流入電容。

因此在電容可充電之非常短暫期間，輸入電壓必須提供很大的脈衝電流以充飽電容，這會造成牆上之電力線、橋式整流子與斷路器承受非常大的突波電流。

利用功率因數校正之方法，可平均此突波電流至其餘之週期，可舒緩此巨大的峰值電流。

▲圖6:

在簡易之整流子線路之電壓與電流波形。

為了更能跟隨電壓波形，且沒有這些高振幅的電流，CIN必須利用整個週期而不是其一小部分來充電。

當今非線性負載幾乎無法去預測何時有大的瞬間電流需求，因此功率因數校正使用整個週期對輸入電容充電，避免突波電流且輸入電容可減小。

■升壓是功因校正之核心

升壓轉換架構被用於連續性及非連續性之主動式功因校正方法上。

使用升壓方式是因為其簡單而有效。

簡單的電路如圖7用以說明為何電感可產生高電壓。

開始時電感假設未充電，因此VO等於VIN。

當開關導通，電流IL逐漸線性增加。

跨於電感兩端之電壓VL以指數性的增加直到VIN。

需注意電感電壓之極性，因為其定義電流之方向（電流入端為正端）。

當開關斷開，電流由最大變為零（遞減，或為一個負斜率），如下式

▲圖7:

返馳式之電感工作。

而電壓趨近於負無窮大（電感極性反相）。

但因為不是理想電感，其包含某些程度之串聯阻抗，使無窮大值變為有限之得值。

因開關斷開，電感放電，其跨電壓反相，加上輸入電壓VIN，如果有一個二極體與電容連接到電路輸出端，此電容將被充電至此高電壓（可能幾個週期後）。

這亦說明圖8線路如何升壓。

▲圖8:

PFC之升壓線路。

轉換器之輸入為全波整流後之交流電壓。

在整流子後無大的濾波器，所以升壓轉換器之輸入電壓範圍由零到交流電壓之峰值再降零。

此升壓轉換器必須同時符合兩個條件：

1）輸出電壓設定必須高過輸入峰值電壓。

通常設定385VDC來用於270VAcrms之輸入電壓。

而在任何瞬間，由電力線所抽取之電流大小需與電壓大小成正比。

未使用功因校正之切換式電源供應器，其功因約為0.6，因此有明顯之奇次諧波失真（有時三次諧波與主頻率一樣大）。

若裝置設備之功因低於1，可用之實功將減少，電力公司為提供設備之操作，需要提高功率輸出以彌補因低效率所產生之損耗。

因功率提高，電力公司必須使用較大的電力線，否則因自身產生的熱將燒毀此電力線。

諧波失真可造成發電設備之工作溫度增高，而導至諸如運轉機器，電纜、變壓器、電容、保險絲等設備之壽命減短。

這是由於諧波造成額外之功率損耗、電容與電纜介電質之負荷增加、變壓器與運轉機器線圈之電流增加及雜訊之輻射，並且令保險絲與其它安全元件提前不良。

另外其集膚效應（skineffect）亦對變壓器與電纜產生問題。

這就是為何電力公司關心因電源供應器、電子穩壓器與電壓轉換器之成長所產生之總諧波失真THD（Totalharmonicdistortion）到達一個無法接受的程度。

有了升壓轉換器可使電壓高於輸入電壓，強迫負載端與輸入電壓同相位抽取電流以去除諧波之發射。

■工作模式

功因校正（PFC）有兩種工作模式。

非連續電流模式與連續電流模式。

在非連續性模式，升壓轉換之MOSFET在電感電流降為零時開始導通，而在電感電流達到所需之輸入參考電壓值時（圖9），MOSFET則關斷。

利用此方式使輸入波形跟隨輸入電壓波形，得到接近於1的功因。

▲圖9:

非連續模式之工作波形。

非連續性電流模式可用於功率300瓦以下之SMPS上。

相較於連續電流模式設備，非電流模式設備有較大的磁芯，且因有較大的電流變化量而有較大的I2R損耗和集膚效應損耗，也因此需要較大之輸入濾波器。

但反之、因MOSFET的導通在電感電流為零時，所以不必考慮升壓二極體之逆向回復電流（reverserecoverycurrent）之規格，也因此可使用較便宜之二極體。

一般連續性電流模式可用於功率大於300瓦之SMPS上，不同於非連續性電流模式之MOSFET於零電流導通，連續性電流模式之電感電流不會降為零（圖10）。

因此電感電壓變化較小，而有較低I2R損耗。

且因有較小之漣波電流，而有較小之磁鐵芯損耗。

又因較低的電壓變化，有較低的電磁干擾及較小的輸入濾波器。

又因MOSFET導通不在零電感電流時，因此需要使用快速逆向回復電流之升壓二極體以減低損耗。

▲圖10:

連續模式之工作波形。

■非連續性電流模式

臨界導通模式（criticalconductionmode）

一個臨界導通模式元件是一個電壓控制模式的元件，其工作在連續模式與非連續模式之間。

檢視返馳式SMPS工作於連續性電流模式與非連續性電流模式之不同，可比較容易明瞭臨界導通模式之工作。

當工作於非連續性電流模式，一次側的開關元件關斷後，變壓器的一次側繞組重新儲存能量前，有一段deadtime（如圖11）。

▲圖11:

返馳式電源、非連續模式之一次側電流。

當工作於連續性電流模式時，一次側的開關元件關斷後，變壓器的一次側繞組不會把能量放完，如圖12顯示一次側繞組不是由零開始儲能，而是尚有殘存電流在線圈中。

▲圖12:

返馳式電源、連續模式之一次側電流。

而臨界導通模式，週期與週期間，沒有deadtime，但開關元件在開通前，電感都為零電流。

圖9中所示之AC輸入電流為電流連續波形，其峰值電流為兩倍於平均輸入電流。

在此工作模式下，工作頻率變化但導通時間固定。

■連續性電流模式

平均電流模式（AverageCurrentMode）

增益調變器（gainmodulator）是PFC控制器重要的核心之一，具有兩個輸入及一個輸出，如圖13、Gainmodulator方塊左邊的輸入為參考電流（referencecurrentISINE）。

參考電流為與輸入全波整流電壓成正比的輸入電流。

另一個輸入位於方塊之下方，來自電壓erroramplifier。

此erroramplifier將輸出電壓經分壓與參考考電壓比較產生輸出訊號。

Erroramplifier必須有較小頻寬以免輸出電壓變化太劇烈，或不規則的漣波影響erroramplifier輸出。

GainModulator將參考電流與來自erroramplifier的誤差電壓相乘以產生輸出訊號。

圖13顯示ML4821（純PFC控制器）的主要方塊：

包括電流控制迴路、電壓控制迴路、PWM控制與增益調變器（gainmodulator）。

電流控制迴路主要是要使電流波形跟隨電壓波形。

為了使電流波形跟隨電壓波形，內部電流放大器必須要有足夠的頻寬以取得足夠的輸出電壓諧波。

其頻寬由外部電阻和電容設定，一般在幾KHz（使其不要受突然的暫態變化影響），利用來自gainmodulator之資訊來調整PWM控制器以控制MOSFET的開通與關斷。

而gainmodulator與電壓控制迴路分別對輸入電流與輸出電壓抽樣，利用此兩個

▲圖13:

平均電流模式之PFC控制器。

資料以決定輸入電流之增益，並用其得到之結果與輸出抽樣電流比較以決定PWM之工作週期（duty）。

此PWM控制使用後緣調變（trailing-edgemodulation）。

圖14中，穿過鋸齒波的線為電流迴路控制之差動放大器（differentialamplifier）的輸出。

此輸出經由R-S正反器（flip-flop）來控制功率MOSFET。

圖14為平均電流模式波形，圖15為一般可見到的平均電流模式PFC波形。

▲圖14:

後緣控制調變。

▲圖15:

標準之平均電流模式波形。

輸入電流整形（inputcurrentshaping）

inputcurrentshaping為另一種連續電流模式，圖16所示為其PFC之內部方塊，不像傳統平均電流控制模式PFC控制器，此模式不需要輸入電壓資訊與乘法器。

根據誤差放大器之輸出電壓改變內部ramp之斜率。

而根據電流偵測之資訊與ramp訊號以決定功率MOSFET之導通時間。

如圖17a。

當電流偵測電壓到達ramp訊號值，開關導通。

而開關關斷由內部時序訊號決定。

藉著調整內部ramp訊號斜率，可控制輸出電壓。

比較圖17a與17b可知當斜率增加，平均電流增加。

當斜率減少則平均電流減少。

利用連續電流模式的特性，由下式可知當導通時，電感電流與正弦波成正比。

如18圖因此在一個開關週期，最小之電感電流值與正弦波電流參考值一致。

但電感之峰值電流因不受控制，電感之平均電流可能不是正弦波，為了讓電感電流儘量接近正弦波，需使用較大之電感以降低漣波。

：

導通時

關斷時

CCM條件下

從開關由關斷到導通之期間

�

▲圖16:

inputcurrentshaping之PFC控制器。

▲圖17a:

inputcurrentshaping之PFC波形。

▲圖17b:

▲圖18:

■前緣調變（leadingedgemodulation；

LEM）／後緣調變（trailingedgemodulation；

TEM）VS後緣調變／後緣調變（TEM/TEM）

後緣調變（TEM）／後緣調變（TEM）

圖19a顯示PFC電感正儲存能量，圖19b顯示能量由PFC電感傳輸至PFC輸出大電容。

圖19c顯示當PWM開關導通儲存於PFC大電容之能量被用來驅動負載。

因此每當重覆一次開關週期PFC大電容必須充飽，因為在PWM開關導通時大電容被放電。

使用此TEM/TEM控制模式需要較大的PFC電容。

▲圖19a:

對PFC之電感儲能。

▲圖19b:

對PFC之大電容充電。

▲圖19c:

對輸出供能。

前緣調變（LEM）／後緣調變（TEM）

在LEM/TEM工作模式下，PFC與PWM開關是連動的，其導通與關斷為180度相差。

所以當PFC開關關斷時，PWM開關導通，反之亦然。

首先當PFC開關圖20a與20b顯示其動作。

此工作模式PFC大電容不需要很大，因為輸出的能量不完成由PFC電容提供，電感亦分擔其一部分能量。

▲圖20a:

▲圖20b:

對PFC之大電容充電並對輸出提供能量。

■結論

低功率因數之設備產品，除了浪費能源亦增加電力公司不必要的額外負擔，因此PFC成為電力系統設計的重要考量之一。

有許多規範致力推動使消耗電力之設備產品之功率因數達到1，並使總諧波失真為最低。

依據輸出功率與設計者之考量，可使用單一非連續控制模式或連續控制模式之PFC控制器，或使用連續模示之PFC/PWM二合一之控制器。

可以預期的是需要具備PFC功能之產品之最低功率設定將越來越低