单端正激式开关电源主电路的设计Word文档格式.docx
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20世纪60年代出现过晶闸管相位控制式开关电源，70年代由分立元件制成的各种开关电源，均因效率不够高、开关频率低、电路复杂、调试困难而难于推广，使之应受到限制。
70年代后期以来，随着集成电路设计与制造技术的进步，各种开关电源专用芯片大量面世，这种新型节能电源才重获发展。
目前，开关频率已从20KHz左右提高到几百千赫兹至几兆赫兹。
与此同时，供开关电源使用的元器件也获得长足发展。
MOS功率开关管（MOSFET）肖特基二极管（SRD）、瞬态电压抑制器（TVS）、压敏电阻器（VSR）、熔断器电阻器（FR）、自恢复保险丝（RF）、线性光耦合器、可调式精密并联稳压器（TL431）、电磁干扰滤波器（EMIFilter）、高导磁率磁性材料等一大批新型器件、新材料正在被广泛采用。
所以这些，都为开关电源的推广与普及提供了必要条件[1]。
开关电源的发展趋势
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用予以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备中。
而随着近些年来科学技术的不断发展，开关电源技术在实际需要的推动下快速的发展，具体的发展趋势可以总结为以下几个方面：
（1）高频化
开关频率的提高有利于开关电源的体积减小，重量减轻，动态响应得到改善。
早期开关电源的频率仅为几千赫兹，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率渐渐地提高。
在这个过程中，IGBT的出现，使得开关电源的容量不断增大，在许多中等容量范围内，迅速取代了晶闸管相控电源。
并且，IGBT的开关速度很高，通态压降低。
但是，随着开关频率的提高，电源的电磁干扰问题也变得突出起来。
如何在提高开关频率的情况下，最大限度的减少电磁干扰对电源的影响，是一个摆在科研工作者面前的急需解决的问题。
（2）非隔离DC／DC技术
近年来，非隔离IX；
／DC技术发展迅速。
它们基本上可以分成两大类。
一类在内部含有功率开关元件，称DC／IX；
转换器。
另一类不含功率开关，需要外接功率MOSFET，称DC／DC控制器。
按照电路功能划分，有降压的STEP-DOWN、升压的BOOST，还有能升降压的BUCK-BOOST或SEPIC等，以及正压转成负压的INVERTOR等。
其中品种最多，发展最快的还是降压的STEP-DOWN。
根据输出电流的大小，分为单相、两相及多相。
控制方式上以PWM为主，少部分为PFM。
目前一套电子设备或电子系统由于负载不同，会要求电源系统提供多个电压挡级。
如台式PC机就要求有+12V、+5V、+3．3V、一12V四种电压以及待机的+5V电压，主机板上则需要2．5V、1．8V、1．5V甚至1V等。
一套AC／DC中不可能给出这样多的电压输出，而大多数低压供电电流都很大，因此开发了很多非隔离的DC／DC。
（3）数字化
高频开关电源的另一发展趋势是数字化。
过去在传统功率电子技术中，控制部分是按模拟信号来设计和工作的。
随着数字处理技术的发展成熟，其优点明显便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、减小杂散信号的干扰，提高抗干扰能力、便于软件包的调试和遥感遥测遥调，也便于自诊断、容错等技术的植入等。
这类电源大体上包括两个部分，即硬件和软件。
其中，硬件部分包括PWM的逻辑部分、时钟、放大器环路的模数转换、数模转换以及数字处理、驱动、同步整流的检测和处理等。
而在软件方面可以通过DSP实现对PWM和PFC的数字式控制。
因此，数字化是除了上述的三个方面的发展趋势之外，开关电源同一些新兴技术结合方面的内容也成为大家研究的方向，比如软开关技术、功率因数校正技术、低输出电压技术、设计和测试技术、模块化技术等[2]。
2.开关电源概念及基本原理
开关电源概念
基本概念
凡是用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另外一形态的主电路叫做开关变换器电路；
在转变时，以自动控制稳定输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源。
开关电源是进行AC/DC、DC/DC、DC/AC功率变换的装置。
这些变换由主回路和控制回路两大部分完成。
主回路将输入的交流电传递给负载，它决定开关电路的结构形式，变换要求，功率大小，负载能力等。
控制回路按输入、输出的条件来检测、控制回路的工作状况。
开关电源通常由六大部分组成
图2-1开关电源工作原理框图[5]
开关电源各部分电路基本原理
脉宽调制式开关电源的基本原理
脉宽调制式开关电源的基本原理如图2-2所示。
交流220V输入电压经过整流滤波后变成直流电压yI，再由功率开关管VT（或MOSFET）斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过输出整流滤波器VD、C2，获得所需要的直流输出电压Uo脉宽调制器是这类开关电源的核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到耪压目的。
锯齿波发牛器提供时钟信早。
利用误劳放大器和PWM比较器构成闭环调节系统。
假如由于某种原因致使Uo下降，脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度，亦即改变占空比D，使斩波后的平均值电压升高，导致Uo升高。
反之亦然[1]。
图2-2脉宽调制式开关电源的基本原理
TOPSwitch—GX系列TOP244Y芯片
TOPSwitch—GX的引脚排列如图2-3所示。
封装有6个引山端，它们分别是控制端C，线路检测端L，极限电流设定端X，源极S，开关频率选择端F，漏极D。
利用线路检测端（L）可实现5种功能：
过电压（OV）保护；
欠电压（uv）保护；
电压前馈（当电网电压过低时用来降低最大占空比）；
远程通／断（ON／OFF）和同步。
而利用极限电流设定瑞（X），可从外部设定芯片的极限电流[1]。
图2-3TOPSwitch—GX的引脚排列图
单相二极管整流桥
当输入电压U2为交流电时，经二极管整流桥之后即可得到脉动连续的直流电源Uo，如所示图2-3和图2-4为单相桥式整流电路接电阻负载时的电路和波形。
图2-3单相桥式整流电路（电阻负载）
缓冲电路（吸收电路）
缓冲电路又称吸收电路。
其作用是抑制电力电子器件的内因过压、du/dt、或者过电流和di/dt，减小器件的开关损耗。
缓冲电路可分为关断缓冲电路和开通缓冲电路。
关断缓冲电路又称为du/dt抑制电路，用于吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制du/dt，减小关断损耗。
开通缓冲电路又称为di/dt抑制电路，用于抑制器件开通时的电流过冲和di/dt，减小开通损耗。
另一种分类方法：
缓冲电路中储能元件能量如果消耗在其吸收电阻上，则称其为耗能式缓冲电路；
如果缓冲电能将其储能元件的能量回馈给负载或电源，则称其为馈能式缓冲电路，或称为无损吸收电路。
如无特别说明，通常缓冲电路专指关断缓冲电路，而将开通缓冲电路叫做di/dt抑制电路。
图3-5给出的是一种缓冲电路和di/dt抑制电路的电路图和开关过程集电极电压Uce和集电极电流ic的波形，其中虚线表示无di/dt抑制电路和缓冲电路时的波形[4]。
图2-5di/dt抑制电路和充放电型RCD缓冲电路及波形
正激电路
正激电路包含多种不同的拓扑，典型的开关正激及其工作波形分别如图2-6和图2-7
一、正激电路的工作过程
图2-6中开关S开通后，变压器绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也是上正下负。
因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长；
S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。
变压器的励磁电流经N3绕组和VD3流回电源，所以S关断后承受的电压为
（）
二、变压器的磁心复位
图2-6中开关S开通后，变压器的激磁电流由零开始，随时间线性的增长，直到S关断。
为防止变压器的激磁电感饱和，必须设法使激磁电流在S关断后到下一次再开通的时间内降回零，这一过程称为变压器的磁心复位。
在正激电路中，变压器的绕组W3和二极管VD3组成复位电路。
工作原理是开关S关断后，变压器励磁电流通过W3绕组和VD3留回电源，并逐渐线性的下降为零。
变压器的磁心复位时间为
如图2-8和图2-9所示为磁心复位过程
图2-8
图2-9
正激式变压器输出电压
1）输出滤波电感电流连续的情况下有（）
2）输出电感电流不连续时有（）
开关电源中的滤波电路
在开关稳压电源中，输出直流电压的滤波电路，和其他形式的电电源中的滤波电路没什么大的区别，也是由电容器、电感器和二极管等电子元件所组成的，由电子元件组成的滤波电路，叫做“滤波器”[6]。
一、电容滤波电路
电容滤波电路如图2-10所示
图2-10桥式整流电容滤波电路
整流电路接入滤波电容后，不仅使输出电压变得平滑、纹波显着减小，同时输出电压的平均值也增大了。
输出电压的平均值近似为：
Uo≈（）
二、DLC型滤波电路
DLC型滤波电路的负载特性比较好，即外特性比较硬。
在脉宽式开关稳压电源中，输出直流电压的滤波器，必须使用DLC型滤波器。
图2-11是DLC型滤波电路在Zeta斩波电路中的应用。
图2-11Zeta斩波电路中的DLC型滤波电路
在脉宽式开关稳压电源中，输出直流电压Vo的滤波器如果使用CLC型，其输出直流电压Vo的高低，不受脉冲宽度变化控制，因为输出直流电压Vo高低不会有所改变，没有稳压作用。
当使用DLC型的滤波电路，它输出的电压Vo是输入矩形波峰值电压Vi的平均值，这样脉冲宽度变化时，才能控制输出直流电压Vo的改变和电压的稳定。
3.开关电源变压器的设计
确定磁心的尺寸
对于某个应用场合来说，选择磁心尺寸要考虑五个主要因数：
因数：
影响的参数
输出功率Ae（磁心横截面积）
磁通是双限的，还是单限的Ae（磁心横截面积）
输入电压Ae（磁心窗口面积）
绕组数目Ae（磁心窗口面积）
绕线方式Ae（磁心窗口面积）
每个制造厂商都用自己不同的方法来确定磁心尺寸。
有些是用图表的方法，有些只是简单地说明在特定的应用场合下各种磁心可以传递能量，还有些是用含义模糊的是式子来说明，这些式子采用不同的工程单位，会使人困惑。
下面介绍估计初始磁心尺寸的两种方法。
磁心尺寸选择方法一
根据应用场合，确定功率是在表4-1的哪个功率范围内。
从符合要求的磁心制造厂商中，选择尺寸最接近或稍大一点的磁心。
表3-1输出功率与大致的磁心尺寸的关系
确磁心尺寸选择方法二
这种方法首先假设变压器是单绕组。
每增加一个绕组并考虑安全规则要求，就需要增加绕线面积和磁心尺寸。
它将综合影响磁心的“窗口利用因数”。
在确定基本的单绕组电感磁心尺寸时，可用这个窗口利用因数来调整。
首先，确定单绕组电感的磁心尺寸。
这可以通过式（）来求得。
式中
—一次绕组的导线截面积，单位为cirmil或
；
—工作时的最大磁通密度，单位为G；
f—工作频率；
—电源的总输出功率。
当用MKS（米—千克—秒）制时，使用下面公式：
—一次绕组的导线截面积，单位为
—工作时的最大磁通密度，单位为T；
—电源的总输出功率,单位为W。
其次，要确定窗口利用因数，计算总的窗口利用因数。
窗口利用因数可以从表3-2中得到。
表3-2变压器窗口利用因数
可以利用下面式子把这些独立的窗口利用因数综合起来：
最后，从下面式子可以得到变压器磁心的估计尺寸：
在美国，结果是用
来表示的，而对于一个使用公制的系统是用
来表示。
这两钟单位制的转换如下：
有些磁心制造厂家的数据手册给出了磁心参数
，这和上面的计算公式是一致的。
要选择最接近或稍大一点的磁心。
也可以根据磁心制造厂家确定磁心尺寸的方法进行变压器设计。
其实本阶段变压器的设计只是一个粗略的估计。
正激式变压器的设计
正激式变压器有两个主要的作用：
第一，实现输入和输出之间的电隔离；
第二，升高或降低经脉宽调制以后的交流电压幅值。
变压器匝数比的确定
第一步，确定一次绕组需要的匝数。
这时，要用到选定的磁心和磁性材料的数据手册中查到的参数，同时，磁通密度的最低值也应该确定下来，CGS制时，一次绕组匝数可以用下式确定：
（）
第二步，根据一次绕组匝数，确定二次绕组的匝数。
输出整流器的压降是不能忽略的，于是二次绕组匝数用下式确定：
用这个公式可以算出在预期的最小输入电压值下需要的二次绕组匝数。
如果输入电压低于这个值时，调节器将失去调节作用。
这样算得的匝数通常不是整数，但大多数磁心只能绕整数匝，因此要取最接近的整数来近似。
这会导致输出电压误差的增加。
我们就要核对这个误差是否会超出所设计的电源容许的范围。
比较原来每匝电压值与取整后每匝输出电压，如果这些输出电压误差太大，首先考虑换一种更高或者更低正向导通压降的整流桥。
如果这些输出电压还不满足要求，就可以在原来的输出绕组上增加一匝线圈，并重新计算加匝后的输出的电压值，同时检查误差是否在可以接受的范围内。
如果这样修改，结果仍无法接受，只好回到最开始的地方，重新增加一次绕组匝数，然后重新计算二次绕组匝数。
下一步要考虑怎样安排二次绕组。
也就是二次侧是否需要隔离，用中间抽头还是不用中间抽头，是否要用自耦变压器式的二次侧。
在自耦变压器中较低的电压输出端的绕组是共用的。
变压器的绕线技术
开关电源变压器的物理绕制方法是很重要的，它会使电源性能差别很大。
好的绕线方法是可以使电源性能变得非常好，反之也使电源噪声很大，性能变差。
开关电源变压器与50/60Hz的工频变压器相比，设计要求更为苛刻。
变压器的绕制，主要有三个方面的因素要考虑：
1）电源是否必须符合所有的安全规范。
2）绕组之间耦合要好。
3）所有绕组的漏感应尽可能小。
这些因数有些是相互影响的，所有需要采取折中办法。
绕组符合安全规程
如果开关电源的输入电压峰值高于40V，就要受到一个或多个国际安全规程组织所制订的规程约束。
这些组织一般相互借鉴对方的安全规程，但设计者仍要再查看自己的产品所销往的市场对这方面的要求。
国际电工委员会IEC是这些标准的主要制订者，其标准为欧共体的安全规程组织所采用。
其余的安全规程组织，如美国UL、加拿大标准机构CAS和日本的VCCI一起努力，在IEC标准的基础上采用统一的安全规程。
这将使同一套标准在全世界范围都可使用。
但在这套协调好后的标准被采用之前，世界上各个国家的这些标准还是存在差别的。
在每个国家，不同的市场也有不同的标准。
例如，电信市场与病人相关的医疗市场就有不同的安全规程要求。
所以，在产品设计流程开始之前，确定产品的目标市场是非常重要的。
市场的不同，也是IEC标准也努力协调的一部分。
在“离线式”或输入交流电压90-260V的开关电源中，通常使用的磁心是E-E磁心和E-E磁芯派生出来的一些磁芯。
这些磁心都有骨架，这使得它们制造比较容易。
爬线距离或输入绕组和输出绕组表面的距离不能小于4mm。
因此，在绕制变压器时可以在骨架中绕线区的两端放置2mm厚的绝缘带，把绕线绕在边沿的带子之间。
这些边沿的带子在绝缘的绕组之间总共增加了4mm的距离。
常见的符合IEC标准的变压器如图3-1。
图3-1
导线从骨架中引出的时候也要绕上绝缘带，这也是由于标准规定导线通过这4mm空间时的要求。
输入和输出端也要有4mm的距离。
低漏感的绕制方法
漏感是指没有耦合到磁心或其他绕组的可测量的电感量。
它的影响就像一个独立的电感串接在绕组的引线上一样。
它是导致功率开关管漏极或集电极和输出二极管阳极上的尖峰的原因。
这是由于它的磁通无法被二次绕组所匝链。
对于已选定的磁心和计算好的绕组，可以根据以下公式估算漏感。
式中K—取3
Lmt—整根绕线线绕在骨架上平均每匝的长度，单位为in
nx—绕组所包含的匝数
W1—绕组的宽度，单位为in
Tins—绕线的绝缘厚度，单位为in
bw—制作好的变压器所有绕组的厚度，单位为in
公式给出了影响绕组漏感的主要因素。
变压器设计者能够控制的主要因素是选择磁心中柱长的磁心。
绕组越宽，漏感越小。
一次二次耦合的好坏对一次漏感也有很大的影响。
这点可以从把一次绕组分成两半，二次绕组夹在中间或交错在中间的绕法中看出来。
另外一个比较麻烦的变压器寄生参数是线圈的匝间电容，这可以分布在整个绕组各个线圈之间的小电容来表示。
一次输入电压较高的变压器，绕线间的分布电容是一个问题。
特别是离线式或高输入电压的开关电源中，这个问题就更突出了。
这个寄生电容是由于同一绕组邻近线圈的电位不同而引起的。
式2表示的就是一个绕组中两匝之间存储的能量，并且这个公式说明了这些电容产生的原因。
在开工转换时，这个能量就以尖峰的形式释放。
式中S—绕组之间的距离，单位为m
d—导线直径，单位为m
如果线圈一层接着一层来回绕，分布电容存储的能量就很大。
最后，线圈间的电压差也很大，甚至有可能接近绝缘击穿电压。
这会得到很糟的结果。
图3-2所示的就是三种不同的绕制方法。
图3-2
这些减小分布电容的绕制方法可以极大地减小导线间的绝缘压力，减小了相邻线圈间由于绝缘被击穿而产生电弧的可能性。
本设计所采用的是三明治绕法，所谓三明治绕法是指绕组先绕一半，再绕另一绕组，绕完第二个绕组后把前面个绕组剩下的再绕完，即一组线圈内外都有包住另一组线圈。
这种绕法可以减少漏感。
变压器紧密耦合的绕制方法
一次与二次，二次与二次绕组的紧密耦合，是变压器设计者最理想的目标。
下面有几种紧密耦合的绕法：
一，绞合绕法
这种方法是通过一对绞合的导线来增加绕组间的耦合。
就是把两根或更多的导线绞合在一起，然后把它们同时绕到骨架上。
绞得太紧，容易损坏绝缘层。
这种方法保证所有的线绕在相邻近的位置，所有可以提供最好的耦合效果。
即使绕组的匝数不一样，绕组只有部分是绞合在一起的，这种方法也有助于提高绕组间的耦合因数。
二，多线绕组法
这种绕线技术就是把两根或多根导线放在一起同时绕，不过并没有把这些导线绞合在一起。
大部分时候是把它们紧挨在一起的。
当然，如果一次电压峰值高于40V时，不能用多线绕组或绞合绕组的绕制方法来同时绕一次和二次绕组。
输入电压低于AC206V时，安全规程机构要求一次、二次绕组之间放三层1mil的聚酯薄膜。
这会破坏这两个绕组间的耦合。
为了提高一次、二次绕组之间的耦合，可以把这两个绕组交叉在一起（见图4-1）。
这种绕法比起只是简单地把二次绕组绕在一次绕组上的绕法，所花的劳动量更大。
因此，在一次、二次绕组匝数比超过15-20:
1时候，推荐使用这种交错绕法。
这就包括输入电压为AC240V或比这高而输出电压不高于DC+5V的电源。
从图4-3就可以看出，交叉绕法在输入电压AC480V的离线反激式电路中的效果。
图3-3
从这两张波形图中，容易看出它们之间的尖峰能量的区别。
通常这些能量消耗在一次侧的钳位或吸收电路中。
采用上述变压器绕线技术，尽管会增加变压器的成本，但是效果比较好，可以提高整个电源的性能。
对于整个电源的长期运行来说，可以节省资金。
4.单端正激式开关电源主电路设计
设计好的单端正激式开关电源电路如图4-1
图4-1
输入电路设计
输入电路主要包括保险丝F1、一次整流和低通滤波两部分组成。
一次整流部分采用单相桥式整流电路，选用的元器件为二极管，如图所示为D5、D7、D8、D10。
此四个二极管集成于整流桥，如4-2所示。
图4-2
正激电路的设计
正激电路部分主要由变压器T1，二极管D3，D4
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