USB电路保护图Word文档格式.docx

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（1）

　　正常工作的情况下，U-<

U+，UO为高电平，MOS管处于打开状态。

下面按照VBUS上电压值的大小分两种情况进行讨论，分析其值为多大时将使比较器输出发生反转，关断电源输出。

　　a、如果VBUS电压大于5V，因为二极管D2的反向截止作用，有：

　　U+=3.3V；

（2）

　　又因为MN1和MN2中快恢复二极管的作用：

VBUS=Umid；

（3）

　　当U->

U+时，比较器输出电平发生反转，即：

　　（Umid—UD1）R2/（R2+R3）>

3.3 

（4）

　　即：

Umid>

3.3（R2+R3）/R2+UD1 

（5）

　　设此时VBUS的值为VBUSH，结合式（3）可得：

　　VBUSH=3.3（R2+R3）/R2+UD1 

（6）

　　即当VBUS大于3.3（R2+R3）/R2+UD1时，比较器便会将MOS管关断。

　　b、如果VBUS电压小于3.3V，此时有：

　　U+=VBUS+UD2 

（7）

　　Umid=VCC5V 

（8）

U+时，比较器输出电平发生反转，由式

（1）、（4）、（7）、（8），设此时VBUS的值为VBUSL，有：

　　VBUSL=（VCC5V—UD1）R2/（R2+R3）—UD2；

（9）

　　即当VBUS小于（VCC5V—UD1）R2/（R2+R3）—UD2，比较器便会将MOS管关断。

　　假设比较的输出电压为UO，其电压传输特性如图2所示：

图2 

电压传输特性由上述讨论可知，图1所示电路可以仅用一个比较器来构成阈值可调的窗口比较器，实现了对USB供电电路的有效保护。

当VBUS上连入的电压大于VBUSH或小于VBUSL时，比较器的输出将变为低电平，关断MOS管MN1和MN2，将系统电源VCC5V和VBUS隔离开来。

电路中C1和C2的作用是维持比较器输入端电压瞬时不变，另外，电路使用了三路幅值不同的电源，其中VCC12V用于比较器的供电，目的是在VBUS发生对电源短路时，防止比较器的负端输入电压大于其供电电压，同时也是为了能够充分打开MOS管MN1和MN2；

VCC3.3V用作比较器正端参考电压，不建议将正端参考电压设置为高于3.3V，因为对于一些功耗较大的USB设备，其连接的瞬间会将VBUS拉低。

这期间VBUS的值将会位于3.3V与5V之间，如果此时正端的参考电压大于3.3V，比较器会有发生误动作的风险。

　　为了安全起见，当系统探测到连接的外部设备不能识别，或是属于不支持的设备时，系统要关断USB的电力供应。

此时，CPU可以通过打开MN3将比较器的输出拉低，关断MN1和MN2。

这种情况下，外设的电源电路将会作为一个负载与R4和D2串联组成一个回路。

由于外设电源电路的输入电阻很低，比较器同相端的将处于较低电位的状态，从而产生正反馈效应，促使比较器也输出低电位。

由于比较器和MN3均是开集/漏结构，具有线与功能，所以此时系统CPU可以关断MN3，通过比较器继续维持UO的低电平状态。

只有外部设备断开后，比较器的正端输入电位变高，VBUS的供电线路才会恢复正常。

上述电路的功能在实际应用中得到了验证。

利用这个电路，当VBUS与12V电源或地发生短路时，系统内的5V电源丝毫不受影响，即不会发生电压倒灌的现象也不会被拉低引起系统复位

电压比较器电路。

电压比较器是比较两个电压和开关输出或高或低的状态，取决于电压较高的电路。

一个基于运放电压比较器上显示。

图1显示了一个电压比较器的反相模式图显示了在非反相模式下的电压比较。

电压比较器

非反相比较

在非反相比较器的参考电压施加到反相输入电压进行比较适用于非反相输入。

每当进行比较的电压（Vin）以上的参考电压进入运放的输出摆幅积极饱和度（V+），和副反之亦然。

实际上发生了什么是VIN和Vref（VIN-VREF）之间的差异，将是一个积极的价值和由运放放大到无穷大。

由于没有反馈电阻Rf，运放是在开环模式，所以电压增益（AV）将接近无穷。

+所以最大的可能值，即输出电压摆幅，V。

请记住公式AV=1+（Rf/R1）。

当VIN低于VREF，反向发生。

反相比较

在相比较的情况下，参考电压施加到非反相输入和电压进行比较适用于反相输入。

每当输入电压（Vin）高于VREF，运放的输出摆幅负饱和。

倒在这里，两个电压（VIN-VREF）之间的差异和由运放放大到无穷大。

记住公式AV=-Rf/R1。

在反相模式下的电压增益的计算公式是AV=-Rf/R1.Since没有反馈电阻，增益将接近无穷，输出电压将尽可能即负，V-。

实际电压比较器电路

一种实用的非基于UA741运放的反相比较器如下所示。

这里使用R1和R2组成的分压器网络设置参考电压。

该方程是VREF=（五+/（R1+R2）的）×

R2的。

代入这个方程电路图值，VREF=6V。

当VIN高于6V，输出摆幅?

+12V直流，反之亦然。

从A+/-12V直流双电源供电电路。

电压比较器的使用741

一些其他的运放，你可能会感兴趣的相关电路

1求和放大器：

总结放大器可以用来找到一个信号给定数量的代数和。

2。

集成使用运放：

对于一个集成的电路，输出信号将输入信号的积分。

例如，一个集成的正弦波使余弦波，方波一体化为三角波等。

3。

反相放大器：

在一个反相放大器，输出信号将输入信号的倒版，是由某些因素放大。

4，仪表放大器：

这是一个类型的差分放大器输入额外的缓冲阶段。

输入阻抗高，易于匹配结果。

仪表放大器具有更好的稳定性，高共模抑制比（CMRR），低失调电压和高增益。

微星科技荣获台湾经济部“产业科技发展优等创新企业奖”，作为IT行业板卡一线大厂来说，板卡研发确实不断创新。

就拿主板上的USB接口供电和ESD保护来说，微星科技就采用当前最新的技术设计和最新的元件。

一、各种USB接口供电设计

依据ACPI标准的要求，USB接口要采用2路供电，一路是+5V供电，一路是+5VSB供电。

当系统在ACPI的S0（系统正常运行）/S1（CPU休眠）二种状态时，USB接口由电源供应器的+5V供电。

当系统在ACPI的S3（休眠到内存）/S5（系统关闭待机）状态时，USB接口由电源供应器的+5VSB供电。

这里涉及到2路供电的切换，就是说系统从S0/S1/S2转换为S3/S4/S5状态时，USB接口的供电要从+5V切换到+5VSB。

USB供电的切换设计方案目前有三种：

手动跳线切换，MOSEFT切换和专用芯片切换。

现在我们具体看看这三种切换方案。

1、手动跳线切换

图1：

跳线切换+5V/+5VSB实例

上图是某品牌高端P45主板的前置USB接口，采用跳线切换+5V和+5VSB，主板上带有跳线设置说明。

当用户需要使用USB设备（例如键鼠）从S3休眠状态下唤醒时，这个USB设备连接在哪个USB接口就要把这个接口的跳线设置在2-3。

设置跳线后该USB接口就一直由+5VSB供电，无论系统处于S0/S1还是S3/S5状态。

图2：

跳线切换+5V/+5VSB电路原理

这种方案的好处是节省成本，厂家的利润多一点。

缺点是唤醒设备只能使用跳线设置的USB接口，不灵活，会给用户带来不便。

供电电路的过电流和短路保护采用自恢复保险丝。

当USB设备出现故障导致电流增大或短路时，保险丝切断供电，保护供电电路不被过电流烧毁。

2、MOSEFT切换

图3：

MOSEFT切换+5V/+5VSB实例

上图是另一品牌高端P45主板的前置USB接口，采用2颗MOSEFT切换。

切换原理参见下图。

图4：

MOSEFT切换+5V/+5VSB电路原理

MOSEFT1用于+5V，MOSEFT1的道通控制极—栅极连接+5V驱动信号。

MOSEFT2用于+5VSB，MOSEFT2的道通控制极—栅极连接+5VSB驱动信号。

当系统处于S0/S1状态时，+5V驱动信号为高电平（+5VSB驱动信号是低电平），MOSEFT1导通，+5V经过MOSEFT加到USB接口。

当系统处于S3/S5状态时，+5VSB驱动信号为高电平（+5V驱动信号是低电平），MOSEFT2导通，+5VSB经过MOSEFT加到USB接口。

这种方案的优点是可以通过BIOS设置依据系统状态切换USB接口的供电来源。

比跳线切换方便。

供电电路的过电流和短路保护也是采用自恢复保险丝。

3、专用芯片切换

图5：

采用专用芯片切换+5V/+5VSB的微星P45-platinum

跳线切换和MOSEFT切换是早期的USB接口供电方案，微星采用最新的技术成果—专用芯片。

图6：

S12专用芯片原理

S12芯片内部有切换逻辑电路，配合S3#信号状态，在+5V和+5VSB之间切换，当系统处于S0/S1模式时，+5V通过S12给USB接口供电。

当系统处于S3/S5模式时，由+5VSB通过S12给USB接口供电。

EN信号可以开启/关闭5V输入。

S12芯片内部有限流电路可以限制输出电流，还有过电流/短路保护。

因此采用S12芯片后，不再需要自恢复保险丝。

S12芯片内部具有防静电（ESD）电路，可以承受2KV的静电放电。

二、静电（ESD）保护设计

人体以及一些物体很容易带大量的静电荷，当正负静电荷接触时，会产生放电现象，静电电压很高，几百伏到十几千伏，放电电流很小。

静电放电经过半导体电子设备时，会击穿半导体器件，所以各类半导体设备都要预防静电放电。

多数USB设备是便携式设备，容易产生静电，带有静电的USB设备插入USB接口时容易发生静电放电，击毁计算机内的元件（芯片组）。

所以芯片组（南桥）、USB接口、USB设备自身都要加防ESD电路和器件。

USB接口的数据线（D-和D+）端加ESD保护器件，会提高计算机防庆典保护能力。

一般在主板的每个USB接口附近会看到一颗6Pin的小芯片，这颗芯片就是静电保护芯片。

1、微星P45Platinum的ESD保护设计

图7：

微星P45-platinum的USB接口ESD保护

图8：

ESD芯片的连接

从图8可以看到ESD芯片2/5和3/4脚连接在南桥和USB接口的数据线之间，平时USB的数据通过ESD芯片在南桥的USB控制器和USB接口之间传输。

当USB接口插入带静电的USB设备时，静电会在ESD芯片内对地放电，而保护南桥的USB控制器。

2、其他品牌主板的ESD保护设计

图9：

其他品牌主板的ESD保护设计

从图9可以看到左侧的主板没有ESD保护芯片，右侧的主板有ESD保护芯片。

四、微星USB接口供电和ESD保护设计应用到全系列主板

前面以微星的P45Platinum主板为例介绍了微星USB接口供电和ESD保护设计的先进性和特色。

那么中端和低端的主板是不是也采用这种设计方案？

可以说微星全系列主板都采用这种设计。

图10：

微星P45Neo3-F主板USB接口供电和ESD保护设计

图11：

微星G43M2主板USB接口供电和ESD保护设计

5、小设计大品质

进入P45时代，微星在CPU供电方面首先采用高效低耗的第2代DrMOS芯片取代分离的MOSEFT设计，在节能和超频方面走在主板行业的前列。

在一些不引人注意的地方同样不断更新设计，采用世界上最新的技术设计主板。

微星不愧获得“产业科技发展优等创新企业奖”。

通用串行总线（UniversalSerialBus）使PC机与外部设备的连接变得简单而迅速，随着计算机以及与USB相关便携式设备的发展，USB必将获得更广泛的应用。

由于USB具有即插即用的特点，在负载出现异常的瞬间，电源开关会流过数安培的电流，从而对电路造成损坏。

　　本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵，为N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。

在负载出现异常时，过流保护电路能迅速限制功率管电流，以避免热插拔对电路造成损坏。

　　2USB开关电路的整体设计思路

　　图1为USB电源开关的整体设计。

其中，VIN为电源输入，VOUT为USB的输出。

在负载正常的情况下，由电荷泵产生足够高的栅驱动电压，使NHV1工作在深线性区，以降低从输入电源（VIN）到负载电压（VOUT）的导通损耗。

当功率管电流高于1A时，Currentsense输出高电平给过流保护电路（Currentlimit）；

过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵，调节电荷泵输出（VPUMP），从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区，限制功率管电流，达到保护功率管的目的。

当负载恢复正常后，Currentsense输出低电平，电荷泵正常工作。

　　图1USB电源开关原理图

　　3电荷泵设计

　　图2为一种自举型（SelfBooST）电荷泵的电路原理图。

图中，为时钟信号，控制电荷泵工作。

初始阶段电容，C1和功率管栅电容CGAte上的电荷均为零。

当为低电平时，MP1导通，为C1充电，V1电位升至电源电位，V2电位增加，MP2管导通。

假设栅电容远大于电容C1，V2上的电荷全部转移到栅电容CGATE上。

当为高电平时，MN1导通，为C1左极板放电，V1电位下降至地电位，V2电位下降，MP2管截止，MN2管导通，给电容C1右极板充电至VIN。

在的下个低电平时，V1电位升至电源电位，V2电位增加至2VIN，MP2管导通，VPUMP电位升至2VIN-VT。

　　图2自举电荷泵原理图

　　自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱动电压，控制简单，但输出电压会有一个阈值损失。

图3是改进后的电荷泵电路图，1和2为互补无交叠时钟。

由MN2、MN5、MP3、MP2和电容C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压，以保证其完全关断和开启。

当1为低电平时，MP1导通，电位增加，此时，V3电位为零，MP4导通，V2上的电荷转移到栅电容CGATE上，VPUMP电位升高。

当1为高电平时，MP2导通，为C2充电，V4电位上升至电源电位，V3电位随之上升，MP3导通，VPUMP电位继续升高。

MN3相当于二极管，起单向导电的作用。

　　在VPUMP电压升高到VIN+VT以后，MN3隔离V3到电源的通路，保证V3的电荷由MP3全部充入栅电容。

这样，C1和C2相互给栅电容充电，若干个时钟周期后，电荷泵输出电压接近两倍电源电压。

　　在电荷泵输出电压升高的过程中，功率管提供的负载电流逐渐上升，避免在容性负载上引起浪涌电流。

　　图3改进后的电荷泵

　4过流保护电路设计

　　当出现过载和短路故障时，负载电流达到数安培，需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。

对于MOS器件，只有工作在饱和区时的电流容易控制。

限流就是通过反馈负载电压，调节电荷泵输出电压来实现的。

图4是限流电路的原理图。

　　图4限流电路原理图

　　N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的栅相接，N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6的源相接。

从而达到控制功率管栅源压降的目的。

　　当负载电流超过1A时，电流限信号（VLIMIT）为高电平，MN7导通，栅电荷经MP6流向地，栅电压减小，功率管工作在饱和区。

C1、C2为电荷泵电容值，在一个时钟周期T内，由电荷泵充入的栅电荷为：

　　当功率管栅压稳定时，电荷泵充入的栅电荷等于限流管放掉的栅电荷。

限流管泄放电流为：

　　得功率管和限流管的电流关系：

　　式中，VTP和VTN分别是P型管和N型管阈值电压，M为N型功率管的并联数。

　　通过设置NHV和MP6宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值，就可以确定功率管的电流。

当负载恢复正常后，电流限信号（VLIMIT）为低电平，MN7截止，电荷泵正常工作，为功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。

这种过流保护电路通过MP6泄放功率管的栅电荷，易实现限流功能，适用于N型功率管的电源开关。

　　5仿真结果与讨论

　　图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。

电源电压为5V，C1、C2电容值为1pF，时钟周期为40s，NHV和MP6宽长比的比值为300，功率管的并联个数为1103。

采用0.6m30VBCD工艺，在典型条件下，用HSPICE对整体电路仿真。

由波形可以看出，在1ms内，负载输出电压逐渐上升，功率管电流没有过冲，启动时间为1.7ms。

　　3ms后，功率管完全开启，为负载提供电源。

　　图5启动时功率管电流和负载输出电压

　　表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。

图6为USB开关启动8ms后负载短路到恢复正常的仿真结果。

USB开关在负载正常情况下启动，8ms后负载短路，负载电流过冲到3.1A。

当过流保护电路工作后，过流保护电路将电流限制在0.3A，保护了USB端口。

16ms后，负载恢复正常，电源开关重新启动。

　　表1限流时功率管平均栅电压和平均电流

　　图6USB开关在启动、限流和恢复正常过程中，电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形

　　6结论

　　本文设计了一种满足USB规范的电源开关。

　　一种结构简单的自举电荷泵为N型功率管提供栅驱动电压，以降低开关的导通损耗。

精确的限流电路针对过载和短路故障，对输入电源提供保护。

仿真结果表明，在负载短路瞬间，限流电路能够有效地减小过冲电流，并能把电流限制在0.3A，达到保护USB端口的目的。

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