毕业设计论文基于单片机的电子计数式频率计Word格式.docx

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二．电路方案分析及初步论证错误！

2.1方案构想错误！

2.2方案比较及选用依据错误！

三．工作原理及其系统框图错误！

3.1频率测量原理错误！

3.2周期测量原理错误！

3.3系统原理框图错误！

四．硬件系统实现错误！

4.1稳压电源设计错误！

4.1测量控制电路错误！

4.1输入信号处理部分错误！

4.1显示电路错误！

五．软件系统实现错误！

6.1程序设计流程图错误！

6.2定时/计数器的设定错误！

6.3软件部分的详细设计错误！

六．电路抗干扰措施错误！

七．理论误差分析错误！

八．系统指标测试错误！

九．结束语错误！

谢　　辞错误！

参考文献11

附录：

程序实验代码11

一．概　论

二．电路方案分析及初步论证

2.1方案构想

方案一：

系统测频部分采用中小规模数字集成电路，用机械式功能转换开关换档，完成测频率功能。

该方案的特点是中小规模集成数字电路应用技术成熟，能可靠的完成频率计的基本功能，但由于系统功能要求较高，所以电路过于复杂。

而且多量程换档开关使用不便。

此方案对输入信号作分频整形处理后，再与1秒脉宽带信号共同输入与非门，其输出作为计数脉冲，由计数器计数，然后锁存、译码输出到数码管显示。

原理框图如图1-1所示。

方案二：

系统采用可编程逻辑器件PLD作为信号处理及系统控制核心，完成包括计数，门控、显示等一系列工作。

原理框图如图1-2所示。

该方案利用了PLD的可编程和大规模集成的特点，使电路大为简化，但此题使用PLD不能充分发挥其特点及优势，并且测量精度不够高，导致系统性能价格比降低，功能扩展受到限制。

方案三：

系统采用了功能较强、兼容性较好、性能价格比高的MCS-51系列单片机AT89S52，将欲测量的输入信号（1Hz～10MHz）进行限幅、放大、整形和分频处理，利用单片机进行频率、周期的测量和计算处理，运算结果并行输出到数码显示。

显然此种方案由于采用单片机技术，使得其具有智能化的特点，简化了硬件电路，提高测量精度，同时也能利用软件对测量误差进行补偿，这给调试、维护和功能的扩展、性能的提高，带来了极大的方便。

以上方案均需使用小信号放大、整形通道电路来提高系统的测量精度与灵敏度。

2.2方案比较及选用依据：

显然方案二要比方案一简洁、新颖，但从系统设计的指标要求上看，要实现频率的测量范围1Hz～10MHz，以频率下限1Hz来说，要达到误差<

0.01%的目的，必须显示5位的有效数字，采用带有运算器的单片机则可以很容易地解决这个问题，实现课题要求，而且使系统可以通过对软件改进来扩展功能，提高测量精度，因此选用方案三作为具体实施的方案。

三．工作原理及其系统框图

3.1频率测量原理

由于单片机具有程序运算功能，且频率为周期的倒数，使频率测量与周期测量可以互通。

频率测量的基本原理如图所示。

按照频率的定义，即单位时间内周期信号的发生次数，图中参考晶体振荡提供了测量的时间基准，分频后通过控制电路去开启与关闭时间闸门。

闸门开启时，经过放大整形后的测量信号进入计数器进行计数；

闸门关闭时，停止计数。

若闸门开放时间为Tg，计数值为N，则被测频率Fx＝N/Tg。

用这种频率测量原理，对于频率较低的被测信号来说，存在着测量实时性与测量精度之间的矛盾，由图可以看出时基本身时没有误差的（若电路工作正常的话），测量误差主要由以下两种因素产生的：

计数误差和参考晶体振荡的误差，也即：

△f/f＝（△N/N）＋（△fr/fr）＝（△Nfr/Mf）＋（△fr/f）

为减少第二项误差，可采用高精度的参考晶体振荡器。

对于第一项误差△N为计数绝对误差，其最大可达±

1Hz，属于不可避免的系统误差，若要减少△N/N,就必须增大N，在被测信号频率较低的情况下，则要求闸门开放时间很长（即在fr不变的条件下，要求分频系数大）。

若被测频率很低，为达到一定的测量精度，就要求闸门开放时间大得难以接受，即一次测量过程的时间很长，失去了使用的意义。

例如若被测频率为10Hz精度要求为±

0.01%，则最短闸门开放时间为

N＝△NF/△F＝1/0.0001＝10000

Tg＝N/f＝1000s

像这样的测量周期时根本不可能接受的，可见频率测量法不适用于低频信号的测量，在同样精度下10MHz的测量仅需要1ms，即对于高频信号适宜用此法测量。

3.2周期测量原理

周期测量基本原理图如图所示：

它与测频基本结构是相同的，只是把晶体振荡产生的基准信号与被测信号的位置互换了一下。

由此得

T＝N/Mfr＝NTr/M

计数值N与被测信号的周期成正比，N反映了M个信号周期的平均值。

利用周期测量法在一定信号频率范围内，通过调节分频系数M,可以较好地解决测量精度与实时性的矛盾。

由上式可得

△T/T＝△N/N＋△Tr/Tr＝△N/TMfr＋△Tr/Tr

第二项误差取决于晶体稳定度，第一项为计数器的量化误差，故该项主要取决于N的大小。

在平均周期测量法中，N值的大小与测量时间的长短成正比，可根据测量精度要求而定。

假定△N/N的允许误差为±

0.001%，则N＝105，在Tr选定时测量时间＝105Tr，若Tr＝2us，则测量时间＝0.2s。

对于不同范围的被测周期信号，可以通过调节分频系数M的大小，达到相近的测量精度，也就有相近的测量时间，且不会太长。

当然，对于高频信号，周期法就需要很大的分频系数M，增加了硬件及软件的复杂性不宜采用。

3．3系统总体框图

四．硬件系统实现

4．1信号输入通道

当被测信号进入频率计系统，需先经过输入通道，使得信号的幅值和频率都在单片机的可测范围内，通过限幅、放大、整形等一系列处理才能进入完成单片机测频功能。

如图XX所示。

输入通道对20mV～5V、频率从0.1Hz到10MHz的信号进行限幅、放大和整形，成为TTL电平的标准数字信号。

4．1．1限幅电路

限幅电路的作用是把输出信号幅度限定在一定的范围内，亦即当输入电压超过或低于某一参考值后，输出电压将被限制在某一电平（称作限幅电平），且再不随输入电压变化。

（1）三极管限幅器

利用三极管的截止和饱和特性也可构成限幅电路，这类电路还兼有放大作用。

但在实际中发现，该限幅器对信号有畸变作用，对后置测量功能造成影响。

所以予以放弃。

（2）二极管限幅器

图中，若二极管具有理想的开关特性，那么，当uｉ低于E时，D不导通，uO＝E；

当uｉ高于E以后，D导通，uO＝uｉ。

该限幅器的限幅特性如图xxx所示，当输入振幅大于E的正弦波时，输出电压波形见图xxx。

可见，该电路将输出信号的下限电平限定在某一固定值E上，所以称这种限幅器为下限幅器。

如将图中二极管极性对调，则得到将输出信号上限电平限定在某一数值上的上限幅器。

将上、下限幅器组合在一起，就组成了如图xxx所示的双向限幅电路，它的限幅特性如图xxx所示。

当输入一个振幅较大的正弦信号时，输出波形见图xxx。

利用上述二极管的性质，输入端加正反接的二极管起稳压作用，并且可将大信号钳到0.7v。

图中接入的D3、D4是对场效应管高阻输入端（兆欧）FET的栅极加以保护，凡高于0.7v的输入电压都被削减，从而达到保护的目的。

选用两只1N4148还能起到隔直，防止零漂干扰和限幅作用，当过高电压信号输入时不会冲击烧坏前置和后置放大电路，起到安全保护作用。

4．1．2场效应管高阻输入放大电路

由于本仪器对输入阻抗、输入灵敏度要求较高，所以在输入头上采用结型场效应管作为输入阻抗变换，以降低其对信号源内阻的要求，其输入阻抗为1MΩ。

信号通过低噪声FET输入级放大，然后通过MC10116完成差动放大。

由场效应管组成放大电路时，要建立合适的静态工作点Q，而且场效应管是电压控制器件，因此需要有合适的栅源偏置电压。

常用的直流偏置电路有两种形式，即自偏压电路和分压式偏压电路。

本放大电路如图xxx所示。

其中场效应管的栅极通过电阻Rg接地，源极通过电阻R接地。

这种偏置方式靠漏极电流ID在源极电阻R上产生的电压为栅源极间提供一个偏置电压VGS，故称为自偏压电路。

静态时，源极电位VS=IDR。

由于栅极电流为零，Rg上没有电压降，机极电位VG=0，所以栅源偏置电压

VGS=VG–VS=–IDR。

由于场效应管栅极几乎不取信号电流，栅源极间的交流电阻可视为无穷大，因此，如下式所示共源极放大电路的输入电阻为

Ri=Vi/Ii≈Rg=1M

4．1．3放大电路

本系统在设计放大电路时耗费了很大一部分时间，采用多种方案来实现，通过不断改进来达到系统要求的性能。

信号放大器应具有较大的输入阻抗、较小的输入电流、较强的抗干扰能力，并有很宽的通频带（1Hz～10MHz）和输出幅值达到TTL电平幅值。

有以下几种方案。

（1）采用单级高频三极管

三极管是一种控制元件，主要用来控制电流的大小，以共发射极接法为例（信号从基极输入，从集电极输出，发射极接地），当基极电压UB有一个微小的变化时，基极电流IB也会随之有一小的变化，受基极电流IB的控制，集电极电流IC会有一个很大的变化，基极电流IB越大，集电极电流IC也越大，反之，基极电流越小，集电极电流也越小，即基极电流控制集电极电流的变化。

但是集电极电流的变化比基极电流的变化大得多，这就是三极管的放大作用。

IC的变化量与IB变化量之比叫做三极管的放大倍数β（β=ΔIC/ΔIB,Δ表示变化量。

），

如图所示，三极管工作在放大信号时，首先要进入导通状态，即要先建立合适的静态工作点，否则会放大失真。

在三极管的集电极与电源之间接一个电阻，可将电流放大转换成电压放大：

当基极电压UB升高时，IB变大，IC也变大，IC在集电极电阻RC的压降也越大，所以三极管集电极电压UC会降低，且UB越高，UC就越低，ΔUC=ΔUB。

该电路参数达到在100Hz到1.5MHz频段中电压增益20DB。

该方案数据未能达到题目规定的要求。

（2）采用多级晶体三极管

使用射极输出器作为输入级，以提高输入阻抗。

中、后级作为放大级，级与级之间电容耦合，前后级静态工作点相互独立，互不影响。

使用截止频率为1000MHz的三极管9018做放大级，由于放大器本身特性受到结电容影响，在高频时放大倍数下降，为补偿高频段放大倍数的下降，采用了RC高频补偿电路。

实验情况如下图xxx所示。

在图中，由于低频不能通过103，而通过220uF，信号被衰减，而在数百千赫兹以上的高频带，由于电容电抗减小，所以信号不衰减。

这就达到了降低低频增益、使频率特性均匀的目的。

本电路经过多次调试，更改了各个晶体管的偏置电阻，使该放大电路达到在6.5MHz高频带时电压增益20DB，但此参数还不能达到题目的要求，且外围电路比较复杂，各偏置电阻需逐个调试，因而不作考虑。

（3）采用一般运算放大器

使用了两级OP27低噪声运算放大器对信号作电压增益，在实验中，当被测信号上升到1MHz时，放大器增益出现明显的下降，到了6MHz频段几乎无任何增益响应，如图XXX，说明书上的xxx。

（4）采用宽带放大器

AD8055是AnalogDevices公司生产的一款低功耗，300MHz带宽的电压反馈式放大器。

使用此宽带放大器具有电路简洁，效果明显等特点，无论对小信号还是高频信号，其增益系数均达到系统要求，而且此款放大器的增益带宽达到300MHz。

尽管系统参数和效果都十分理想，但此款宽带放大器在市场上难以买到，且价格不菲，在具体应用受到了限制，所以最后还是决定放弃使用。

（5）直接采用比较器

集成电压比较器比集成运放的开环增益低，失调电压大，共模抑制比小；

但其响应速度快，传输延迟时间短，而且可将模拟信号转换成二值信号，即只有高电平和低电平两种状态的离散信号，不需外加限幅电路就可直接驱动TTL、CMOS等集成数字电路。

所以采用比较器可以简单地地完成设计。

采用高速比较器LM361可以处理高达10MHz的输入信号。

LM361有低输入失调电压和电压范围灵活等特点，响应时间最大仅20ns，输出电平可与TTL电平相配合，且在后置电路中不需整形电路，大大简化了电路设计。

但比较器输入很容易受到干扰，电路上对电源净化要求度高，综合考虑到本设计使用万能板作为线路载体，受电路分布参数影响较大，故不予采用。

（6）采用三级差动放大器和两极三极管

考虑对小信号的测量，上述运算放大器均是采用直接耦合方式，零点漂移问题不能忽略，由于直接耦合使得各级Q点互相影响，如果前级Q点发生变化，则会影响到后面各级的Q点。

由于各级的放大作用，第一级微弱变化将经多级放大器的放大，使输出端产生很大的变化。

产生零漂问题的原因主要是因为晶体三极管的参数受温度的影响，为了解决这个问题，最有效的措施就是采用差动放大电路，尽管各器件的绝对精度差，但它们的相对精度好。

经研究选用Motorola公司生产的MC10116三差动放大器（图xx），该器件在1GHz以下各频段都有很好的增益作用，试验电路如图xxx所示，被测信号通过高阻输入场效应管T1，信号幅值被垫高到电源电压值，而波形无明显失真，经三差动放大电路放大后，信号在10MHz频段约有10DB电压增益，采用直接耦合确保信号波形不失真，减少压降损失。

将信号送置两级级联三极管放大电路，其中两三极管T2,T3经调节偏置电阻皆工作在放大区，被测信号通过后该放大电路后，电压幅值满足TTL电平的标准输入数字信号，输出到后置施密特整形电路完成信号的整形部分。

4．1．4整形电路

整形电路具有回滞比较特性，利用多级反相器对放大后的波形进行整形，使输出变为脉冲波形。

由于CMOS门电路有一个固定的阀值电平，对于信号脉冲中低于阀值电平的部分，门电路的输入端不予响应。

利用门电路的这一特点，常将其直接用于对脉冲的整形。

在实际电子电路中，集成门电路是其中应用最多的电路之一。

它的用途除了作控制门之外，还用来组成时钟脉冲发生器。

由于一块集成门电路中往往包含几个独立的门电路，在组成一些电路的主要结构之后总有一些多余的部分。

可以利用这些多余的部分来作脉冲的整形、反相以及放大等用途。

对于某些要求较高的电路，直接用门电路整形，有时还不能满足要求，而是将门电路组成一个施密特触发器，利用施密特触发器的滞后特性，使脉冲的整形符合电路的要求

本系统使用74HC04六反相器（如图xxx），采用串联三个配合前置放大电路输出的反相位，使整形信号保持不失真状态。

而由于采用了HC型号，输出转换时间tTHL/tTLH仅为7ns，完全符合系统响应需求。

4．2分频跳选电路

MB506是一专业高频分频器件，内部由多个D型触发器组成，有６４、１２８、２５６三种分频比的微波分频电路，最高工作频率２．４ＧＨｚ。

改变③、⑥脚的接法，可得到不同分频比，本系统利用单片机输出不同的控制字来获得不同分频信号，完成自动量程转换功能。

如图所示xxx，MB506频响特性图，参数符合系统要求。

74HC244芯片内部共有两个四位三态缓冲器，使用时可分别以1C和2G作为它们的选通工作信号。

当1C和2G都为低电平时，输出端Y和输入端A状态相同；

当1G和2G都为高电平时，输出呈高阻态。

MCS-51单片机的数据总线是一种公用总线，不能被独占使用，这就要求接在上面的芯片必须具备“三态”功能，因此扩展输入接口实际上就是要找一个能够用于控制且具备三态输出的芯片。

以便在输入设备被选通时，它能使输入设备的数据线和单片机的数据总线直接接通；

而当输入设备没有被选通时，它又能隔离数据源和数据总线（即三态缓冲器为高阻抗状态）。

由于采用了HC型号，输出转换时间tTHL/tTLH仅为12ns，完全符合系统响应需求。

4．3单片机控制电路

单片机系统使整个硬件系统的核心，它既是协调整机工作的控制器，又是数据处理器，本设计使用Atmel公司生产的AT89S52作为控制核心。

AT89S52是一种低功耗、高性能CMOS8位微控制器，具有8K在系统可编程Flash存储器。

使用Atmel公司高密度非易失性存储器技术制造，与工业80C51产品指令和引脚完全兼容。

片上Flash允许程序存储器在系统可编程，亦适于常规编程器。

在单芯片上，拥有灵巧的8位CPU和在系统可编程Flash，使得AT89S52为众多嵌入式控制应用系统提供高灵活、超有效的解决方案。

AT89S52具有以下标准功能：

8k字节Flash，256字节RAM，32位I/O口线，看门狗定时器，2个数据指针，三个16位定时器/计数器，一个6向量2级中断结构，全双工串行口，片内晶振及时钟电路。

另外，AT89S52可降至0Hz静态逻辑操作，支持2种软件可选择节电模式。

空闲模式下，CPU停止工作，允许RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作。

掉电保护方式下，RAM内容被保存，振荡器被冻结，单片机一切工作停止，直到下一个中断或硬件复位为止。

本系统

4．4键盘与显示电路

4．6稳压电源电路

五．软件系统实现

5．1主程序框图

5．2T0中断服务程序

5．3T1中断服务程序

5．4自动量程识别子程序

5．5键处理及显示子程序

六．电路抗干扰措施

电路在设计之初，便考虑到抗干扰措施，从元器件布局到安装，均遵循电磁兼容理论，并结合学习和实验中积累的经验，设置了以下几项抗干扰措施：

（1）数字地和模拟地严格划分，并于电源模块滤波前一点落地。

（2）各单元供电在线路板上多处加装去耦滤波电容以旁路电网干扰，对高低频干扰信号具有很强的抑制能力。

（3）选用器件全部为CMOS集成电路，噪声容限大，抗干扰能力强。

（4）由于输入信号的变化可能很大，在大信号时能满足要求，而在小信号时则很容易受到干扰。

所以电路设计时采用大面积接地，输入引线采用高频监控电缆，以消除外界的电磁场干扰。

（5）在电路中采用施密特触发器，提高门限，以消除大部分杂波，保证了信号的纯真度。

（6）对机械按键在闭合时伴有的抖动，加上防抖控制。

（7）单片机在软件设计上采用了软件陷阱、容错技术一系列抗干扰措施，提高了抗干扰特性。

（8）采用32位浮点运算确保测试数据在处理时不严重失真。

七．理论误差分析

7．1频率测量的误差

采用计数法测量频率，误差主要来源于三部分：

触发误差、计数误差及闸门时间误差。

由于模拟通道有抑制干扰特性及采用硬件触发电路，故触发误差较小可忽略。

误差表达式：

（df/f）max＝±

（|dN/N|＋|dt/t|）

其中N为计数值，t为闸门时间。

闸门时间相对误差dt/t主要取决于晶振的频率稳定度，选择合适的石英晶体和振荡电路，误差一般可达到10－6，对于dN/N部分，无论闸门时间长短，计数法测频总存在±

1的量化误差，所以

dN/N＝±

（1/N）＝±

（1/ft）

此式说明频率愈高，闸门时间愈长，相对误差愈小。

因为只有在f大于中介频率时才直接测频率，所以极限情况，当t＝1s，f为中介频率（1kHz）时，有最大相对误差10－3。

7．2周期测量的误差

测周期误差来源与测频时相同，忽略触发误差，误差表达式为

（dT/T）max＝±

（|dN/N|＋|dτ0/τ0|）

其中dN/N为量化误差，dτ0/τ0为晶体振荡器的稳定度G。

显然，在同样大小的被测周期条件下，时标信号周期τ0愈小，则量化误差愈小。

当被测周期T加以倍乘扩展后，上式可写为

（|τ0/nT|＋|G|）

与测频时相同，T为1ms时有最大相对误差10－3。

7．3中介频率值的计算

对于同一信号用直接测量频率

八．系统指标测试

系统整体电路如图xxx所示。

测试条件：

室温，实验室环境，被测系统预热5分钟。

设计与测试使用的仪器：

数字储存示波器xxx

低频函数信号发生器xxx

高频正弦信号发生器

高精度频率计

晶体管毫伏表

PC机，586dx80，512ddr内存

WILLARME300B型MCS－51编程器

DT9203型数字万用表

指标测试

1．频