UC3854中文资料Word文档格式.docx
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電壓與電流間的相角差也反映出虛功率的大小。
如果負載的電抗只佔負載阻抗的一小部份，則相位差將會很小。
當輸入端因前饋信號或控制迴路造成相移時，主動式功因修正器可對輸入電流產生一個相位修正的效果。
此外，交流側的線電流濾波器也可能會造成相位移。
諧波失真率反映出主動式功因修正器輸入阻抗中的非線性成分。
任何輸入阻抗的變動（以輸入電壓的函數呈現）將會造成輸入電流的諧波失真，而此諧波失真也是造成低功率因數的原因之一。
諧波失真將會造成輸入電流均方根值的增加，但不會增加輸入的功率。
也因此一個非線性的負載將會造成不好的功率因數，其原因是系統需要輸入較高的電流但總輸出功率卻很低。
如果非線性的成分較小的話，則諧波失真也會相對的減小。
主動式功因修正器的失真主要有幾個生成的原因：
前饋信號、回授控制的閉迴路、輸出電容、系統電感及輸入的橋式整流器。
表1
ㄧ個主動式功因修正器可以輕易的達到一個很高的功率因數，一般而言皆遠高於0.9以上。
但功率因數不會隨著諧波失真或電流波型的改變而有明顯的變化，所以比直接觀察功率因數的大小更方便的方法，是利用下列幾個數值來考量。
例如：
3%的諧波失真其功因為0.999；
30%諧波失真的電流其功因仍有0.95；
與電壓相差25度的電流其功因為0.90。
以目前的趨勢來說，負責電力品質的全球性標準組織多以詳細列出輸入線電流上每一個頻段的最大容忍諧波量的方式來制訂標準。
IEC555-2訂定了15次諧波
之前的每一個諧波與15次之後的總諧波相對的電流諧
波容許量。
表一列出了在本文完成時，IEC555-2所列出的諧波需求。
該標準包含了兩個部份的規範：
相對的電流諧波量以及總諧波量的絕對最大值，這兩個限制都適用於所有的設備。
這個表主要是拿來作線間諧波失真規範的例子，尚無法作為設計時的規格參考。
這是因為IEC在目前尚也未提出IEC555的最後版本，因此此一標準仍可能會有大幅度的修改。
主動式功因修正對於一個主動式功因修正器的功率級電路而言，升壓型調節器是一個極佳的選擇，其主要的原因是此架構的輸入電流是連續的，也因此它產生較低的傳導性干擾與最好的輸入電流波形。
然而升壓型調節器的缺點就是它的輸出需要是一個高電壓，也就是輸出電壓需要高於輸入的預期峰值電壓。
應用在主動式功因修正用途上的升壓型調節器其輸入電流波形必須與輸入電壓波形成正比。
因此必須使用回授控制來達到此一目的，
圖1
高功率因數電路的基本組態
可以採用的方法包括峰值電流模式控制法或者是平均電流模式控制法等。
這兩種控制技術都可利用UC3854來實現。
峰值電流模式控制法在電流回授響應上的低增益與高頻寬的特性使這種控制法不適用於高性能的主動式功因修正器，因為此方法的電流命令與實際電流間的誤差較大。
此一現象也將會造成諧波失真與較差的功率因數。
平均電流模式控制法主要是利用一個簡單的概念，就是在升壓型調節器功率電路上再外加一個由放大器電路構成的回授迴路，也因此輸入電流將會以微小的誤差量追隨著電流命令而變化。
以上就是平均電流控制法的優點，也是為什麼能改善功率因數的原因。
平均電流模式相對來講是比較容易實現的，這也是本文所要描述的方法。
圖2調節器前端的波形
圖3高功率因數
圖1所示為升壓型功率因數修正器的電路方塊圖，升壓型功率因數修正器的功率電路部份是與直流/直流升壓型轉換器是相同的。
在電感之前有一個橋式整流電路對交流輸入電壓進行整流，但交流轉直流用的大型輸入電容已被移到升壓型轉換器的輸出側。
在某些電路中橋式整流電路後會接上一個電容值較小的電容，此電容主要是作為抑制雜訊用。
升壓型調節器的輸出電壓為一定值，但它的輸入電流則呈現半個弦波的形式。
流入輸出電容器的功率不是一個定值，它是以輸入電壓的兩倍頻率變化，其瞬間的功率為電容的瞬時電壓乘以流入電容的瞬時電流。
如圖2所示，最上方的波形為輸入功率因數修正器的電壓與電流，第二個波形則為流入與流出輸出電容的能量。
當輸入電壓高於輸出電容的電壓時，電容是處於儲能的狀態；
當輸入電壓低於輸出電容的電壓時，電容是處於放能的狀態。
第三個波形是電容的充電電流與放電電流，此電流波形與輸入電流波形有著不同的形狀，且其頻率它幾乎是在輸入電壓的二次諧波上。
此一能量的流動將會造成二次諧波形式的電壓漣波，如圖2中之第四個波形所示。
要注意的是，這個電壓漣波與電流波形相差為90度，所以這是虛功形式的儲能。
在考慮輸出電容的額定值時必須將處理二次諧波漣波電流以及處理升壓型轉換器功率開關在調變時所造成的高頻漣波電流的能力考量進去。
控制電路主動式功率因數修正器必須同時控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制迴路的命令是由整流後的線電壓所決定，因此可以使轉換器的輸入阻抗呈現電阻性。
而輸出電壓的控制是藉由改變電流命令的平均值大小來完成。
類比的乘法器將整流後的線電壓乘以電壓誤差放大器的輸出後，產生一個電流控制命令。
也因此電流的控制命令與輸入電壓的形狀相同，同時其平均值代表輸出電壓的控制命令大小。
圖3所示為一個主動式功率因數修正器所需要的基本控制器電路方塊圖。
輸出電流乘法器的輸出稱之為Imo，而這個乘法器的輸出即為輸入電流的控制命令。
在圖3中，乘法器的輸入端
（輸入電壓整流後的電壓）是以電流的方式表示的，因為這就是UC3854的動作原理。
除了乘法器之外，在圖3中還包括了平方器與除法器，這些電路主要的功能是將電壓誤差放大器的輸出除以輸入電壓的平均值取平方後的數值，最後得到的值再乘以整流後的電壓信號。
這個外加的電路將可使電壓回路的增益維持一個定值，沒有它的話電壓回路增益將會是平均輸入電壓的平方倍。
輸入電壓的平均值稱之為前饋電壓信號或是Vff，而當它被前饋到電壓回路增益時，此一數值提供了一個開回路的修正量，且這個值是需要取平方後用來作為電壓誤差放大器輸出電壓信號Vvea的除數。
電流的控制信號必須盡可能地接近整流後的線電壓信號以提升功率因數，如果電壓回路的頻寬太大，則此控制回路將會調節輸入電流以達成輸出電壓的恆定，但這樣會使得輸入電流的波形嚴重失真。
因此電壓回路的頻寬必須小於輸入線電壓的頻率。
但是電壓回路的暫態響應又必須要很快，所以電壓回路的頻寬又需要盡可能地大。
平方器與除法器所構成的電路將可使回路的增益維持定值，所以控制器頻寬就可以盡可能地靠近輸入線電壓的頻率以降低輸出電壓的暫態變化。
當電壓輸入變動範圍大時，這個問題更形重要。
這個使回路增益維持定值的電路讓電壓誤差放大器的輸出變成一種功率的控制，電壓誤差放大器的輸出就可直接控制傳送到負載的功率大小，從以下的例子就可以輕易地看到這個現象。
如果電壓誤差放大器的輸出是一個定值，而輸入的電壓變成兩倍，則控制命令將會變成兩倍，但這個命令值將會除以前饋電壓信號的平方，也就是除以四倍的輸入電壓信號，而其結果將會使輸入電流變成原先值的一半。
輸入電壓變成兩倍時，輸入電流變為原值的一半則可維持與原輸入功率相同的功率。
因此，電壓誤差放大器的輸出即可用來控制功率因數修正器的輸入功率等級，此種控制法可用來限制系統從電源得到的最大的功率。
如果將電壓誤差放大器的輸出限制在某些值（即對應到某些最大輸入功率等級的值），則當輸入電壓在正常操作範圍內時主動式功率因數修正器將不會從電力線吸取超過這個最大值的功率。
輸入的失真源控制電路會將諧波失真與相移導入輸入電流波形，產生這些誤差的原因包括輸入端的橋式整流器、乘法電路的輸出與以及輸出與前饋電壓中的漣波等。
在主動式功率因數修正器中有兩個調變過程，首先是輸入端的橋式整流的影響，再則是乘法電路、除法電路與平方電路所造成的影響。
每一個調變過程都會產生兩個輸入端間乘積、諧波或邊頻（sideband）的影響，且這些過程在數學上的表示式都相當地複雜。
然而有趣的是，雖然這兩種調變會互相的影響，但卻可相互的解調，所以它的解是相當簡單的。
就如同之前所描述，在主動式功率因數修正器中的漣波電壓皆是線電壓頻率的二次諧波。
當這些電壓經過乘法轉換電路後，所得的信號將轉換成輸入電流的控制命令，輸入電流再經過輸入端整流二極體後，二次諧波電壓的大小值將會產生兩種不同頻率的成分。
這兩項成分分別為輸入線電壓頻率的三次諧波成分以及基本波成分。
且這兩個成分的電壓大小值為原來二次諧波電壓大小值的一半，其相位則與原先二次諧波的相位相同。
如果這個漣波電壓大小值為輸入線電壓大小值的10%且相位位移90度的話，則輸入電流將會產生一個相移為90度，
大小為基本波5%的三次諧波再加上一個相移也是90度，大小為基本波5%的一次諧波。
前饋電壓是將交流的電壓整流後所得的電壓，而這個電壓有一個二次諧波的成分，且這個成分的大小值為平均輸入電壓大小值的66%。
前饋電壓除法器的濾波
電容大大地衰減了二次諧波，且有效地消除了較高頻的諧波，因此前饋的輸入端僅會存有少量的二次諧波。
如圖3所示，這個前饋電壓將會被送到平方電路中。
由於此一漣波具有相當高的直流成分，因此漣波的大小值會被變成兩倍。
除法器對漣波的成分沒有影響，因此此一漣波會直接出現在乘法器的輸入端，最後變成輸入電流的三次諧波失真與相移。
平方電路將信號轉換成兩倍的動作反應出輸入電流諧波失真量
（以百分比表示）與前饋輸入端漣波電壓的量（以百分比表示）是相同的。
很明顯地，前饋的漣波電壓必須相當小如此輸入電流的失真才會降低。
漣波電壓可以利用一個具有單一極點且截止頻率非常低的濾波器來加以衰減。
然而，由於系統也希望能對輸入電壓的變化有非常快的響應，因此濾波器的響應時間也不能太久。
當然，這兩種需求是相違背的，所以必須想出一個折衷的方法。
使用一個具有雙極點的濾波器可以在漣波衰減量相同的前提下提供較單極點濾波器更快的暫態響應時間。
雙極點濾波器的另一個優點是它的相移量是單極點濾波器的兩倍。
而這將導致二次諧波相移180度，且使得所產生的三次諧波與輸入電流的相移量變得與輸入電壓相同。
若前饋電壓加一個單極點濾波器，大小為前饋輸入3%的二次諧波漣波電壓其相移量將會造成0.97的功率因數。
若使用一個雙極點的濾波器，則在功率因數上將不會有任何的相移成分，原因是因為它的輸出是與輸入電流同相位的。
由前饋輸入端二次諧波所造成的輸入電流三次諧波成分，其大小值將會與二次諧波漣波電壓一樣。
若在前饋電壓中出現3%的二次諧波，則輸入電流也將會含有3%的三次諧波失真。
由於漣波電流會流經輸出電容，因此輸出電壓也會含有二次諧波的漣波。
此一漣波電壓會經由誤差放大器接回乘法器電路的輸入端，並像前饋電壓信號一樣其輸出結果控制著輸入電流，這也會造成輸入電流的二次諧波失真。
由於這個漣波電壓不會經過平方器電路，它所造成的諧波失真大小與相移量將會是漣波電壓所造成的一半。
為了避免相移，電壓誤差放大器的輸出漣波電壓必須與線電壓同相位。
而電壓誤差放大器則必須將二次諧波相移90度以使得其輸出與線電壓同相位。
圖4尖波（Cusp）失真使用平均電流模式控制法的升壓型轉換器，其電壓迴
路的控制對輸出轉移函數（controltooutputtransferfunction）具有單極點的下降（rolloff）特性，因此可用一個平坦增益的誤差放大器來進行補償。
雖然這將會產生一個有90度相位邊界（phasemargin）的高穩定迴路，然而這樣還是未達到最佳化的設計。
由於輸出電容上的漣波電壓其相位與輸入電流相位相差90度，因此若誤差放大器對於二次諧波頻率有平坦的增益，則所造成的輸入電流諧波其相位與交流電壓整流所得到的電壓之相位也將相差90度。
藉由將相移的成份導入電壓誤差放大器，系統的功率因數將可得到改善。
這樣將可將功率因數相移的成份移動到與輸入電壓吻合，並得到功率因數的提升。
在必須使電壓回路穩定的前提下，可加入的相移量是有限的。
如果將相位邊界減少到45度，則二次諧波的相位將會非常接近90度，這使得失真成分與輸入電壓同相。
由輸出漣波電壓所造成的輸入總失真量決定了電壓控制回路的頻寬，若輸出電容很小但失真量又必須要很小，則控制回路的頻寬就必須要低，如此漣波電壓就可以藉由誤差放大器加以衰減。
暫態響應是迴路頻寬的函數，低的頻寬將會減慢暫態響應速度，且將造成較大的超越量（overshoot）。
所以輸出電容必須大到可達成快速的輸出暫態響應與低輸入電流失真等目的。
設計迴路補償器的技巧就是找出誤差放大器中輸出漣波電壓需要減少的總量，並倒推回增益等於1時的頻率。
當相位邊界最小時，迴路的頻寬最高。
因此選擇45度的相位邊界是一個不錯的折衷方法，因為這樣可以得到不錯的迴路穩定度與快速的暫態響應，並且容易設計。
這樣設計的電壓誤差放大器在迴路增益等於1的頻率之前其增益都是平坦的，在此頻率之後則呈單極點的下降斜率。
這樣的設計可使用一個簡單的電路得到線電壓頻率二次諧波的最大衰減量，並獲得最大的頻寬與45度的相位邊界。
尖波失真當交流側的輸入電壓越過零伏特時將會發生所謂的尖波失真，在此時電流命令所需要的電流將會超過可得到的電流變化率。
當輸入電壓很靠近零伏時，於功率晶體關閉的時間將會在電感兩端有一個很小的跨壓，於是電流將無法快速地建立起來，因此輸入電流將會比預計的值還要延遲一段短暫的時間後才出現。
當輸入電流達到所命令的值之後，控制回路的運作回歸正常，輸入電流也開始追隨命令電流變化。
輸入電流無法依照命令電流變化的時間長度是電感值的函數。
較小的電感值將會有較好的電流響應與較好的失真率，但較小的電感將會造成較高的漣波電流。
因尖波失真狀況所造成的總諧波失真量一般不大，且幾乎都是較高次的諧波，這個問題也可藉由提高切換頻率來解決。
UC3854功能方塊圖
圖5為UC3854的功能方塊圖，此圖與IC資料手冊中的附圖相同。
這個IC的內部包含了控制一個功率因數修正器所需的電路。
UC3854是以平均電流模式控制法實現的，但它也具有極高的靈活度以配合各種不同功率電路架構與控制方法使用。
圖5的左上角包含了一個低電壓鎖定比較器與它的致
能比較器，這兩個比較器的輸出必須同為1才能使這個IC正常工作。
電壓誤差放大器的反向輸入端連接到IC的第11腳且叫做Vsens。
電壓誤差放大器旁的二極體主要是用來描述內部電路的特性而並非一個實際的元件。
在方塊圖中的二極體皆為理想二極體，在正常操作時，到電壓誤差放大器非反向輸入端被接到7.5伏特的參考電壓，但此一電壓也被用來做為軟啟動功能使用。
這樣的電路組態使得在輸出電壓達到它的操作點前電壓迴路控制便已開始動作，這可以避免產生啟動突波現象（突波可能會損壞電源供應器）。
在誤差放大器的反向輸入端與IC第11腳間的二極體也是一個理想二極體，因此並不會造成反向輸入端與參考電壓間的壓降。
此一二極體在實際的IC中是利用一個差動放大器來完成的。
IC內部同時提供了一個可對軟啟動計時電容器充電的電流源。
電壓誤差放大器的輸出Vvea接到UC3854的第7接腳，這個信號也是乘法器的輸入。
輸入乘法器的另一個信
號是來自第六支接腳的Iac，這個輸入信號是來自輸入端整流器的斜率控制命令。
這支接腳將保持在6伏特，
且是電流形式的輸入信號。
接腳8是前饋的輸入端Vff，且這個值在饋入到乘法器除法輸入端之前將會被先取其平方值。
從第12腳輸入的Iset電流也被用在乘法器上以限制最大的輸出電流。
由乘法輸出的電流為Imo，它將從IC的第5腳流出且同時被接到電流誤差放大器的非反向輸入端。
電流誤差放大器的反向輸入端被接到IC的第4腳，也就是Isens接腳。
而電流誤差放大器的輸出將連接到調變脈寬的比較器，且這個值將與來自第14腳的震盪斜率做比較。
這個震盪器與比較器控制著S-R正反器的觸發信號並藉以控制著第16腳的高電流輸出。
UC3854輸出電壓在IC內部已被箝制在15伏特，所以功率電晶體將不會被過驅動。
IC的第2腳提供了突波電流的過電流保護，當這支接腳的電位一被拉到負壓時，它將馬上使得輸出的脈波關閉。
而IC的參考電壓輸出為第9腳，輸入電壓則是連接到IC的第15腳。
設計流程功率電路設計
在本例中，我們將使用一250瓦特的升壓型轉換器來當作功率電路的設計範例。
升壓型功率因數修正器的控制電路幾乎與功率電路的功率等級無關，一個5000瓦
特的功率因數修正器，其控制器將會與50瓦特的功率
圖5UC3854功能方塊圖
圖6
250瓦功率因數修正器完整電路圖
修正器幾乎一樣。
雖然功率級電路有所差異，但所有功率因數修正器的電路設計過程將會相同。
既然設計過程是相同的，其他等級的功率電路都可以將250瓦特的修正器當做一個不錯的類推範例，它可以類推到更高或較低輸入等級的修正器。
圖6為一個此一電路的設計電路圖，其設計流程說明如下。
規格轉換器功能的規格制訂是設計流程的開始，輸入線電壓的最小值與最大值、最大的輸出功率與輸入線電壓的頻率範圍都必須先訂定出來。
就這個範例電路而言，其規格為：
最大輸出功率為：
250瓦特輸入電壓範圍：
交流80到270伏特線電壓頻率範圍：
47到65Hz
符合這個定義的電源供應器幾乎可適用於世界各地的不同輸入電源。
升壓型調節器之輸出電壓必須高於輸入的峰值電壓，且建議值是高出最大輸入電壓5%到10%的電壓值，所以輸出電壓將決定為直流電壓400伏
特。
功率晶體的切換頻率並沒有一定的標準。
但切換頻率必須足夠高到讓功率電路體積降低並降低失真，同時需低到足以維持效率。
在大部分的應用裡，切換頻率選擇在20KHz到300KHz的範圍是個不錯的折衷選擇。
在本範例中，轉換器的切換頻率設定為100KHz，如此可當作兼顧體積與效率的折衷選擇。
在此頻率下，電感的值不需太大，尖波失真也將會被減到最小，電感的體積會變小，由輸出二極體所造成的能量損失也不會太高。
當轉換器操作在較高的功率等級時，較低的切換頻率將可降低能量損耗。
開關的導通減震電路可用來減少切換損失並使得轉換器在高頻切換時達到非常高的效率。
電感的選擇電感將決定在輸出側高頻漣波電流的大小，且它的值與漣波電流大小值有關。
電感值是以輸入側的交流電流峰值來決定。
由於最大的峰值電流出現在線電壓等於最小值的位置，其關係式為
圖7
在此範例中，轉換器的輸入線電流峰值為4.42安培，
出現在輸入為交流80伏特時。
在升壓型轉換器中最大漣波電流發生在責任週期為50%時，這也意味是在升壓比為M=Vo/Vin=2的時候。
電感電流的峰值一般不會發生在這個時候，因為它的峰值是由正弦控制命令的峰值所決定的。
電感的漣波電流峰值對於計算輸入濾波器所需的衰減量而言是很重要的。
圗7為本範例轉換器電感上漣波電流峰對峰值對輸入電壓的關係圖。
一般來說，電感上的漣波電流峰對峰值多被設定為最大線電流峰值的20%。
這個值在某種程度上只是一項參考用的數值，因為這通常不是高頻漣波電流的最大值。
較大的漣波電流值將會使得轉換器在大部分的線電流整流週期都操作在不連續模式的狀況下，這也代表輸入濾波器必須變大以衰減更多的高頻漣波電流。
使用平均電流模式控制法的UC3854可讓升壓型轉換器的功率電路操作在連續模式與不連續模式底下，且其特性沒有絲毫的改變。
電感值是由半波整流最低輸出電壓時的電流峰值、在此電壓時的責任週期D以及切換頻率所決定的，其關係式如下：
：
其中△I是指電流漣波峰對峰值。
在這250瓦特的範例電路裡，D=0.71、△I=900mA、電感L=0.89mH。
為了方便起見，電感值被四捨五入而以整數1.0mH代替。
由於高頻的漣波電流會被加成到線電流峰值中，所以電感電流的峰值會等於線電流峰值與二分之ㄧ高頻漣波電流峰對峰值的總和。
電感必須能夠承受此一數值的電流。
就本範例而言，電感的峰值電流為5.0安培，
而峰值電流的限制將被設定為比這個值高出10%的5.5安培。
輸出電容選擇輸出電容所需考量的因素包括切換頻段的漣波電流大小、漣波電流的二次諧波、輸出的直流電壓、輸出的漣波電壓與保持時間。
流經輸出電容的總電流為切換頻段的漣波電流均方根值與線電流的二次諧波均方根值。
ㄧ般常用來當作輸出電容的大型電解質電容通常包含一個等效的串聯電阻，且此一電阻值會隨著頻率而變化，一般在越低頻時此電阻值越高。
電容可負荷的電流量一般是由電容的溫升來決定的。
一般計算此一電流的方法乃是去計算高頻漣波電流與低頻漣波電流所造成的溫升，然後將它們加總起來即可。
一般電容的資料手冊裡也會提供必要的等效串聯阻抗（ESR）與溫昇效應的資訊。
在選擇輸出電容時，輸出電壓維持時間的要求常常都
是最重要的考量因素。
維持時間指的是當輸入能量截止時，輸出電壓仍可維持在某個特定範圍的時間長度，典型的維持時間為15到50毫秒。
在400瓦特輸出
的離線式電源供應器中，通常需要每瓦特輸出1到2
微法拉的電容來達到維持時間的需求，因此在這個250
瓦特輸出的範例裡輸出電容將為450微法拉。
若不要求維持時間的長短，則輸出電容值將會很小
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