基于定子磁场定向的异步电机控制算法研究解读Word文档下载推荐.docx
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,这时定子磁链只有d轴分量Ψsd,q轴分量
Ψsq=0。
因此,
根据异步电机的数学模型可得:
定子d,q轴电压方程为:
usd=Rsisd+pΨsd,usq=Rsisq+ω1Ψsd（1
式中:
Rs为定子电阻;
ω1为定子同步角速度。
转子电压方程为:
Rrird+pΨrd-ωslΨrq=0,Rrirq+pΨrq-ωslΨrd=0
（2
Rr为转子电阻;
ωsl为转差角速度。
定子磁链方程为:
Ψsd=Lsisd+Lmird,0=Lsisq+Lmirq
（3
Ls为定子电感;
Lm为互感。
转子磁链方程为:
基于定子磁场定向的异步电机控制算法研究
强,冯晓云,侯鑫尧,廖永衡
（西南交通大学,电气工程学院,四川成都
610031
摘要:
此处探讨了一种基于d轴电流直接求解的定子磁场定向异步电机的控制策略。
首先对定子磁场定向矢
量控制的基本原理进行了介绍,在此基础上,推导了d轴电流直接求解公式,并建立了控制系统的数学模型。
给出一种混合模型定子磁链观测器的设计方案,并通过Maltab/Simulink进行了仿真,在以TMS320F2812为控制器的小功率实验平台进行了实验,结果证明了此处所述控制算法的有效性和可行性。
关键词:
异步电机;
定子磁场定向;
矢量控制;
磁链观测器中图分类号:
TM343
文献标识码:
A
文章编号:
1000-100X（201107-0055-03
ResearchonControlMethodofAsynchronousMotorBasedontheStatorFlux-oriented
NIQiang,FENGXiao-yun,HOUXin-yao,LIAOYong-heng
（SouthwestJiaotongUniversity,Chengdu610031,China
Abstract:
Thispaperdiscussestheasynchronousmotorcontrolstrategyofthestatorflux-orientedbasedondirectmeasurementofdcurrent.Afundamentalprincipleofvectorcontrolbasedonthestatorflux-orientedisintroduced.Onthebasisofthis,theformulaofcalculatingdcurrentdirectlyisderivedandthemathmodelofcontrolsystemisbuilt.Somestatorfluxobserversisanalyzedandtheschemebasedonhybrid-fluxobservationisshown.Finally,validityandfeasibilityofcontrolmethodofasynchronousmotorbasedonthestatorfluxorientedareverifiedbyMatlab/Simulinksoftwaresimulationandlow-powerexperimentalplatformexperiment.
Keywords:
asynchronousmotor;
statorflux-orientation;
vectorcontrol;
fluxobservation
FoundationProject:
SupportedbyNationalScienceandTechnologyMinistry（No.2009BAG12A05-08
55
Ψrd=Lmisd+Lrird,Ψrq=Lmisq+Lrirq
（4
Lr为转子电感。
电磁转矩表达式为:
Tem=1.5npΨsdisq（5
联合式（2和式（3,消去转子电流ird,irq后得
到转子磁链表达式,代入式（1整理后得到定子磁场定向坐标系统下的定子磁场与定子电流和转差
角速度的关系式为:
（1+TrpΨsd=（1+σTrpLsisd-ωslσTrLsisq
（1+σTrpLsisq=ωslTr（Ψsd-σLsisd
（6
Tr为转子时间常数;
σ=1-Lm2/（LrLs
。
由式（6
可得ωsl,但要消除q轴电流耦合影响,根据不变性原理,需引入解耦量ij,这时励磁电流isd=Kpi（Ψsd*,Ψsd+ij,设Kpi（Ψsd*,Ψsd为磁链控制器输出值,结合式（6
中第一式可得:
（1+TrpΨsd=（1+TrpLsKpi（Ψsd*,Ψsd+
（1+TrpLsij-ωslTrσLsisq（7因此,只要满足（1+TrpLsij-ωslTrσLsisq=0,
就可消除q轴电流耦合的影响,可得解耦方程为ij=Lsσisq2/Ψsd-Lsσisd*,
即可实现传统解耦器。
图1a示出传统磁链解耦器框图。
由图1a可知,引入PI,磁链控制会出现延迟,动态调节时会导致解耦器不能完全补偿q轴电流,稳态磁链会出现波动。
针对该缺点,探讨了一种解析法,即对d轴电流直接求解的定子磁场定向矢量控制方法。
通过联立式（6
消去ωsl,可得:
（1+TrpΨsd=（1+σTrpLsd-（1+σTrpσLs2isq2
sdssd
（8由于上式含有微分项,对其求解十分困难,将定子磁链视为常数,则式（8可简化为:
σLs2isd2-（1+σLsΨsdisd+Ψsd2+σLs2isq2=0
（9
求解式（8
得到d轴电流的表达式为:
isd=[（1+σLsΨsd-S]/（2Ls2σ（10
S=[（
1+σLsΨsd]-4Lsσ（Ψsd+Lsisq姨。
可得到改进型框图如图1b所示,可见,励磁
电流isd*的稳态分量直接通过式（10
计算可得,给定磁链与反馈磁链的差值经过P调节器来实现磁链的动态补偿,而稳态时P调节器输出为零。
2.2定子磁通观测器
传统电压模型（U-I定子磁链观测器表示为:
Ψsα=
乙（
usα
-Rsisα
dt,Ψsβ
=乙（usβ
-Rsisβ
dt（11
传统电流模型（I-N
定子磁链观测器表示为:
Ψsα=（Lmisα-TrΨrβω/（1+Trp+（Lsσ+Lrσisα
Ψsβ=（Lmisβ-TrΨrαω/（1+Trp+（Lsσ+Lrσisβ
（12
Lsσ为定子漏感;
Lrσ为转子漏感;
ω为电机转速。
由式（11
可知,传统U-I模型定子磁链观测器实质上是一个纯积分器,虽然算法简单,其中不含转子电阻,无需转速信息,鲁棒性较好,但低速时,随着定子电阻压降作用明显,观测精度降低;
纯积分环节的误差积累和漂移问题严重,可能导致系统不稳定。
因此电压模型法在低速时不能使用,但在高速场合有较高的精度。
由式（12可知传统I-N模型定子磁链观测器精度不受转速降低的影响,且模型不涉及纯积分项,其观测值渐进收敛。
但随着I-N法中引入定子电感、漏感、转子电阻参数和转子转速,观测方法的鲁棒性降低,引起观测误差的因素增多。
特别是转子时间常数τr的偏差,不但使初始误差的收敛速度变化,还引起稳态误差。
因此在低速时,其观测性能优于电压模型,但在高速时不如电压模型。
鉴于电压、电流模型在低速与高速区使用的局限性,建立一个电压电流混合模型用于定子磁链观测。
定子磁链闭环观测器是一个基于电压和电流的全阶观测器,图2示出模型结构。
如图2所示电机运行在低速区时,磁链观测器值主要由电流模型计算,而具有自适应调节的电压模型则在高速区起作用。
为补偿积分引起的误差和低速区定子阻抗压降,使整个模型在全速范围内有好的观测精度,定子磁链在电压模型中修正为:
Ψαβ1
u
=乙
（uαβ1-Rsiαβ1-ucomdtucom=（Kp+Ki/s（Ψαβ1u-Ψαβ1i
乙乙乙乙
乙
（13通过PI调节器得到,选择合适的Kp,Ki使转子磁链闭环观测器能够在电压、电流模型间平滑切换。
并且定子磁链观测值在零速时仅有电流模型定子磁链分量,在低速时电流模型定子磁链分
图1
解耦器框图
图2
磁链观测器
ucom为补偿量;
Ψαβ1u为电压模型计算所得定子磁链;
Ψαβ1i为电流模型计算所得定子磁链。
56
量占主要部分,在高速时电压模型定子磁链分量占主要部分。
Kp,Ki选择要以闭环系统传递函数的极点分布为依据,一般选择Kp=ω1+ω2,Ki=ω1ω2,其中ω1,ω2分别为闭环系统传递函数的两个极点。
2.3
系统控制框图
图3示出系统控制框图,由图可见,给定转矩
Te*是通过给定速度ωr*与反馈速度ωr差通过一个PI调节器输出得到,再将Ψs*代入式（5即可计算出转矩电流isq*,另外式（10
是在定子磁通稳定情况下得到的,在电机的起动过程中,定子磁链处于上升过程,没有完全建立,因此需要在电机起动时,先使磁链上升到一定值后再启动上述的控制方法,此外还需对d轴给定电流进行动态补偿。
具体方法是由系统的给定磁链幅值与反馈磁链幅值之差经P比例调节器来实现,在动态过程中进行补偿,而在静态过程中P调节器的输出为零。
3仿真与实验
为证明所提出的异步电机控制算法相对传统
解耦器的方法具有动态性能好与稳态磁链波动小的特点,对该算法进行了Matlab/Simulink仿真,
电机参数为:
开关频率5kHz,给定定子磁链1Wb,直流母线电压250V,额定功率3kW,额定线电压380V,
转子电阻1.2Ω,定子电阻1.85Ω,定、转子电感均为0.294H,定转子互感为0.28375H,极数为
4极,给定转速ωref=300rad·
s-1。
图4示出磁链幅值的仿真波形。
通过仿真可知该算法能够减小稳态磁链波动,具有良好的静态性能。
进一步在小功率变频调速平台上进行了实
验,实验时采用控制器为TMS320F2812,实验电机为GWG100L-50-3-4型变频电机,变频范围5~
200Hz,
负载为飞轮,其他参数与仿真相同。
图5为电机定子a,b两相定子相电流稳态波形,对比可知直接求解定子电流正弦度较好。
图6为解耦后d,q轴电流波形,当电机达到
额定转速时,对比图5a,b,
后者转矩电流波动小,转矩稳态特性较好,速度给定突变为200rad·
s-1时,基于d轴电流直接求解算法,励磁电流几乎无波动,体现了系统良好的解耦性能。
4
结论
此处所研究的基于d轴电流直接求解定子磁
场定向矢量控制控制策略,取消了传统磁链解耦器,采用电压、电流混合模型磁链观测器观测磁通,仿真与小功率实验平台实验研究表明,该算法较传统定子磁场定向矢量控制方法,磁链与转矩的解耦控制特性得到改善。
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图3
系统框图
图
6d,q
轴解耦电流
图5定子稳态相电流
基于定子磁场定向的异步电机控
制算法研究
图4磁链幅值
57
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