单相正弦波逆变电源论文范例Word文件下载.docx
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由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。
另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。
在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。
正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。
它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。
因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。
另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。
而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±
10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。
正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。
另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；
采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。
为提高开关频率，必须采用高速开关器件。
在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。
因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。
高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。
从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。
所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。
这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。
正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。
高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。
发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。
总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。
一、系统方案论证与选取
1.1方案比较与选择
方案一直接进行DC-AC变换，输出的正弦波直接用工频变压器升至所需的电压；
但此方案中输出频率在10Hz到50Hz内变化，采用工频变压器升压，电路参数难以满足变频范围内的优化，功耗大，效率低，故不采用该方案。
方案二先采用DC-DC电路进行升压，再采用DC-AC电路产生所需的输出正弦波形；
此方案SPWM载波的频率在不同的输出频率下可以基本不变，10Hz到50Hz内滤波网络的参数基本稳定、效率高，所以选此方案。
1.2方案描述
本系统分为两个部分，前级采用Boost进行升压一倍产生48V母线电压，后级采用全桥逆变电路将48V直流母线电压转换为有效值为26V正弦波。
系统总体框图如图1所示。
图1总体框图
二、理论分析与计算
2.1开关管的选择
根据本设计要求，由于本系统输入电压低、电流大，需要选择较低导通电阻的开关器件，75N75具有导通电阻小，开关速度快等优点，选取75N75能够符合要求。
2.2Boost电感的计算
2.2.1.升压电路采用Boost连续模式工作，电感计算公式为：
（1-1）
其中Vo为输出电压，单位为V；
Vd为二极管压降，单位为V；
T为周期，单位为s；
Dmin为最小占空比，Io（min）为输出电流最小值,单位为A。
由公式（1-1）计算得电感L=147μH
2.2.2.电感的绕制
铁氧体磁环磁导率的测算：
a、测量磁环的外径D，内径d，环的高度H，单位mm。
b、用漆包线穿绕10~20圈，绕紧点，不要太松，测量其电感量L，单位为uH，
电感量大点测算误差小，电感量小测算误差就会大，请根据实际需要确定穿绕的
圈数N。
c、将以上数据代入下式计算出大约的磁导率u0
u0=2500*L*（D+d）/（（D-d）*H*N*N）
2.2.3.滤波电容的计算
a.设定开关工作频率：
f=60kHz，输出电流Io=1A；
根据变压器，输入、输出电压求实际最大占空比Dmax=0.457；
b、计算Toff、Ton：
Toff=1/f*（1-Dmax）=9.05Ton=1/f*Dmax=7.62
c、计算输出峰值电流：
d、根据输出波形，来计算输出电容量：
由上图波形可知：
Io减少、Uo也减小，即输出电解电容主要维持t1到t2时间段电压。
设输出纹波为120mV则：
e、纹波电流，一般取输出电流的5%～20%，即Inppl=20%*1=0.2A实际每个电解电容的纹波电流为0.2A，故满足设计要求。
f、
实际最大值
g、
经验公式
注：
ESR值需要根据实际纹波电流大小而定，实际使用值比计算值应小得多；
大概是最大值的20%左右或更小。
三、电路与程序设计
3.1、硬件部分设计
3.1.1Boost升压模块
由于输出功率较小，本设计采用Boost连续模式电路结构进行升压，电路如图2所示。
当开关管Q1导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电感将电能转化为磁能贮存；
当开关管Q1关断时，电感中的磁能转化为电能，经由二极管-负载-电源形成回路，此时的输出电压为电感电压加电源电压，通过反馈回路调节输出电压，从而得到所需的母线电压。
图2Boost升压模块
3.1.2逆变器模块
逆变电路采用了全桥电路结构，电路如图3所示。
主控芯片产生的SPWM波通过两个IR2109模块输出两路互补的单极性SPWM驱动信号，使得左右桥臂产生输出相位差为180°
，极性相反的SPWM脉冲，经LC滤波后，得到正弦波交流电。
图3逆变器模块
3.1.3PWM固定频率是由SG3525芯片产生。
SG3525芯片的资料见如下：
引脚1：
误差放大反向输入
引脚9：
PWM比较补偿信号输入端
引脚2：
误差放大同向输入
引脚10：
外关断信号输入端
引脚3：
振荡器外接同步信号输入端引脚11：
输出A
引脚4：
振荡器输出端
引脚4：
引脚5:
振荡器定时电容接入端
引脚13：
输出级偏置电压接入端
引脚6：
振荡器定时电祖接入端引脚14：
输出端B
引脚7:
振荡器放电端引脚15：
偏置电源输入端
引脚8:
软启动电容接入端引脚16：
基准电源输出端
图中与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。
PWM频率计算式如下：
f=1/[C5（0.7R15+3R16）]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。
同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。
若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。
在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。
R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=（0.67*RT+1.3*RD）*CT。
再通过R13和C3反馈回路。
构成频率补偿
网络。
C6为软启动时间设定电容。
3.1.2
SPWM波的原理：
在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。
当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。
这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。
3.1.3SPWM调制信号的产生:
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。
通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3
5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3（a）所示，实际电路各点的波形如图3.1.3（b）所示。
3.1.3电流检测及过流保护电路设计
1.本系统采用霍尔传感器将电流值转化成电压值，通过运算放大器进行放大，并送入单片机进行A/D转换。
电路图如图4所示。
当单片机采样的电流大于2.4A时，单片机发出过流保护并关闭逆变器输出，5s后恢复逆变输出，从而实现输出过流保护及自恢复功能。
图4电流检测电路
2霍尔传感器的工作原理：
磁场平衡式霍尔电流传感器是由原边电路、聚磁环、霍尔元件、次级线圈、放大器等组成，如图所示。
其工作原理是磁场平衡式的，即原边电流所产生的磁场，用通过次级线圈的电流所产生的磁场进行补偿，使霍尔元件始终处于检测零磁通的工作状态。
具体工作过程为：
当原边回路有一大电流IP流过时，在导线周围产生一个强的磁场HP，这一磁场被聚磁环聚集，并感应霍尔元件，使其有一个信号输出Uh，这一信号经放大器N放大，再输入到功率放大器中，这时相应的功率管导通，从而获得一个补偿电流Is。
由于这一电流要通过很多匝绕组，多匝导线所产生的磁场Hs与原边电流所产生的磁场Hp方向相反，因而相互抵消，引起磁路中总的磁场变小，使霍尔器件的输出逐渐减小，最后当Is与匝数相乘所产生的磁场Hs与Ip所产生的磁场Hp相等时，达到磁场平衡，Is不再增加，这时霍尔元件就处于零磁通检测状态。
上述过程是在非常短的时间内完成的，这一平衡的建立所需时间在１μs之内，且是一个动态平衡过程，即：
原边电流Ip的任何变化都会破坏这一磁场平衡，一旦磁场失去平衡，霍尔元件就有信号输出，经放大器放大后，立即有相应的电流流过次级线圈对其进行补偿。
因此从宏观上看，次级补偿电流的安匝数在任何时刻都与原边电流的安匝数相等，即：
|NpIp|=|NsIs|
其中：
Np为原边匝数，Ip原边电流；
Ns为次级匝数，Is为次级电流。
所以，若已知Np、Ns，测得Is，即可得到原边电流Ip的大小。
利用同样的原理，可进行电压测量，只需在原边线圈回路中串联一个电阻R1，将原边电流Ip转换成被测电压Up。
即：
Up=（R1+Rin）Ip=（R1+Rin）NsIs/Np
式中Rin为原边内阻。
磁平衡式电流电压传感器测量输出信号为电流形式Is。
若要获得电压的输出形式，用户需在M端和电源零点之间串一只电阻Rm，并在其上取电压Um，如图所示，串联电阻的大小由下式限定：
Rmmax=（Emin-Uces-IsRi）/Is
Emin为电源输出最小电压，Ri为传感器次级内阻，Uces为输出功率管的饱和压降。
用户可取的最大电压为：
Ummax=Rmmax╳Is
3.2软件部分设计
3.2.1变频输出软件算法
由于逆变电路满足载波频率=基波频率*单个正弦波输出点数的关系；
本设计将10-50Hz频率段分成四段，每段单个正弦波输出点数不变，通过改变载波频率得到所需要基波频率。
系统保存了每段对应长度的正弦数据表和每个频率对应的载波周期；
当计算某一设定频率SPWM数据表时，通过将该频率下的载波周期乘以该频率所在段的正弦数据表得到对应的SPWM数据表，输出相应SPWM波，就可以得到设定频率的正弦波。
2.3.2软件流程图
软件部分完成了设定频率SPWM波计算输出、电压电流的采样，变压器及MOS管温度的采集、过流保护及自恢复功能和系统信息显示等功能。
软件流程图见图6。
开始
系统初始化
查表获得设定频率对应SPWM波数据表
案件查询及处理
电压电流采样
过流保护及自恢复判断处理
是否开
启逆变
否
是
关闭SPWM波
输出设置频率对应SPWM波
信息显示
图5程序流程图
四、测试方案与测试结果
4.1测试仪器
（1）100Ω滑动变阻器
（2）LecroywaveRunner104MXI数字示波器
（3）UT52型四位半万用表
（4）DH1718-5型双路跟踪直流稳压电源
（5）ZN4116失真测试仪
4.2测试步骤及数据
4.2.1输出电压和频率测试：
系统正常运行条件下，调节滑动变阻器为15欧和50欧时，测试逆变器输出电压值（使用万用表测量）和频率（使用示波器测量）。
表1输出电压和频率测试
负载
电压Vo（V）
频率fo（Hz）
15欧
26.02
27.002
50欧
25.97
27.010
4.2.2逆变率测试：
使用万用表测试负载为15欧时，输入、输出的电阻、电压，从而得到逆变率。
表2逆变器效率测试
输入电压Vi（V）
输入电流Ii（A）
输出电压Vo（V）
输出电流Io（A）
效率
23.86
2.25
26
1.77
85.7%
4.2.3输出正弦波电压谐波总含量THD：
使用失真度仪ZN4116测量负载为15欧、50欧和空载的THD。
表3THD总含量测试
电压谐波总含量（THD）
0.6%
0.9%
空载
4.2.4-1过流保护电路测试：
定义：
当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。
当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。
测试方法:
调节滑动变阻器使输出电流逐渐增加，记录进行过流保护时电流。
实验测得过流保护电流为2.41A，恢复时间5秒。
4.2.4-2空载待机测试:
（1）
定义：
当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。
当有负载接
入时，系统进入正常工作状态
（2）
测试方法：
接入负载后断开负载，观察系统输出状态。
（3）
结果与分析：
输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输
出。
再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。
4.2.5输出频率可调测试：
通过按键改变输出频率，使用示波器测试输出波形，测得输出频率在10-50Hz内连续可调。
4.2.6工作参数显示功能测试：
在电路中加入万用表测试输入输出电流，使用示波器查看输出频率，记录显示参数信息进行比较。
4.2.7其它功能测试：
电路功率器件温度显示，过温保护功能测试：
可以显示当前功率器件温度；
当功率器件温度达到过温保护电路启动（关闭逆变器输出）。
电路具有功率器件温度显示、过温保护功能：
可以显示当前开关管的温度；
当功率器件保护温度达到设定值时，开启风扇（软件可实现，为了效率未在电路中加风扇）；
当功率器件温度达到过温保护值时，电路启动保护功能（关闭逆变器输出）。
4.3测试结果分析：
该单相正弦波逆变电源的输入为24VDC，输出有效值为26V的正弦交流电。
频率在10~50Hz范围内连续可调。
输出正弦波电压总谐波THD小于0.9%。
该设计基本完成了各项要求在负载为15欧的情况下逆变率大于85.7%。
具有过流保护和5s后自恢复功能的功能。
同时具有显示输出输出电压、电流，频率等工作参数的功能。
4.4由测试数据得到系统对题目的完成情况对照表
类型
序号
项目与指标
满分
测试记录
评分
备注
基本要求
（1）
输入电压、频率稳定性
输出电压误差
测试条件：
负载为50欧和15欧电阻记录最大
10
≤0.5V
=0.03
0.5V＜
≤1V
6
1V＜
≤1.5V
3
＞1.5V
输出频率误差
≤0.5Hz
=0.002
0.5Hz＜
≤1Hz
5
＞1Hz
（2）
逆变效率（负载15欧电阻）
≥70%
=85.7%
70%＞
≥65%
7
65%＞
≥60%
＜60%
（3）
输出正弦波电压总谐波含量
＜5％
=0.9%
7%＞
≥5%
10%＞
≥7%
≥10%
（4）
过流保护功能，动作电流值为
，具有自恢复功能。
有
无
基本要求总分
50
发挥部分
进一步提高逆变器效率
15
≥90%
90%＞
≥85%
85%＞
≥80%
进一步减小输出正弦波电压
<
1%
１%≤
＜３%
输出频率可调10~50Hz
达到可调范围
不达到可调范围
具有工作参数显示功能
完整显示输入输出电压、电流、频率等5项参数
5项参数均有显示
显示不完整，但
能显示其中3到4项。
显示低于3项
（5）
其他
温度显示、过温保护
总分
45
六、总结
刚刚拿到题目时真不知道从哪里开始动手。
通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。
但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。
这次课题我们学到了很多。
在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我们的设计思维，增加了实际操作能力。
在体会设计的艰辛的同时，更让我们体会到成功的喜悦和快乐。
从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我们各自分工，我们学到了课堂上学习不到的知识。
上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。
平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次设计实践才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。
这次设计不但锻炼了我们的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我们克服困难的勇气和决心，增强我们的团队精神，要知道我们不是一个人我们是一个团队的。
还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。
要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。
七、参考文献
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人民邮电出版社
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[5]华成英，童诗白，模拟电子技术基础（第四版），高等教育出版社，2006
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[8]
刘定建，朱丹霞．实用晶闸管电路大全．机械工业出版社
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