交互式有源箝位电流型PWM控制ICLM5034Word格式文档下载.docx
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10PinGND1.第一通道的公共端。
11PinGND2.第二通道的公共端。
12Pin.AC2.第二通道的箝位MOSFET驱动输出，它与OUT2的交越时间同样由OVLP调节。
13PinOUT2第二通道主功率MOSFET输出驱动。
同样，频率为振荡器的1/2，幅度为7.7V到GND。
14PinVCC2起动调节器输出给二通道供电。
15PinRES打呃保护及重新起动时间调节。
16PinSS2软起动，控制器2通道软起动时间控制。
17PinCS2第二通道的电流检测输入。
18PinCOMP2.PWM控制信号给二通道PWM比较器，功能与COMP1相同。
19PinDCL最大占空比设置端。
用一只外接电阻到地同时给OUT1和OUT2来设置。
20PinRT/SYNC振荡器定时电阻，调节振荡器频率，并用于外同步输入。
LM5034控制功能描述
LM5034IC内包含了实现交互式有源箝位，正激电路控制的全部功能。
两个独立通道，一个振荡频率，相差1800的工作相位差，这就大大减小了输入的滤波及纹波电流。
每个通道都包含了完整的PWM控制器，电流检测端子，软起动，箝位栅驱动等。
两通道公共用一个Vcc稳压器，线路的欠压保护，2MHz的振荡器及最大占空比控制，交越时间设置，及打呃型保护。
主输出为驱动N沟MOSFET设计，箝位驱动为驱动P沟MOSFET设计。
欠压锁定
LM5034内包含线路欠压锁定电路，（UVLO）的设计用于确保Vcc电压调节器及输出驱动的可靠，在系统输入电压超过我们设置的水平时才开始工作。
UVLO的设置电平为1.25V。
从电源输入端接一电阻分压器到地分压后接到此端,这样输入电压高于设定值时工作，低于设定值时关断，关断时内部的20uA电流源也关断。
输入电压达到工作阈值时，20uA电流源也供出，流进分压器下电阻，从而提升结点电压形成UVLO的窗口阈值。
UVLO的内部电压还用来驱动最大占空比的限制电路（以下再述）它影响着UVLO的选定值，在最大输入电压时UVLO处电压不得大于6V。
LM5034控制IC在UVLO低于1.25V时会强制关断，也可用一个外部开关控制其关断，当欠压端电平低时，Vcc调整器和输出驱动就都被禁止，因为V1N端进入电流仅500uA，如果起动后Vcc供电在外部没有供上，则流入电流减至50uA，这样，进入Vcc端电流大约只有4.3mA。
Vcc调节器即被禁止工作。
起动用稳压器，V1N，VCC1，VCC2。
高压起动调节器是LM5034的特色，输入端V1N可直接接到输入电压端为13V~105V。
起动稳压器提供Vcc及UVLO部分。
Vcc在UVLO超出1.25V时才启动，在实际应用中，若输入超出100V，则内部调节器可由其它低压源供电。
Vcc的欠压阈值电路监视Vcc调节器输出，当此串联调节器使能并于内部给出7.6V电压，UVT比较器激活PWM控制器输出驱动信号，UVT比较器还烧入了一个窗口，起点为6.2V，终点为7.6V，见图2。
图2驱动关断及Vcc禁止
当IC使能后，Vcc稳压器输出为7.7V±
4%，限制电流为22mA。
调节器输出由电阻分压器分别送给VCC1和VCC2以便给两个控制通路供电，VCC1供给控制器1，驱动OUT1及AC1，软起动1及所有功能，而VCC2则供给控制器2，如果VCC1或VCC2由外部VCC供电，则限流功能为两端的负载总和。
用两支5Ω电阻分开VCC调整器，就要用两个外旁路电容，这可以防止两者之间的干扰，同时每个旁路电容可以确保每边驱动MOSFET时带来的浪涌。
电容可用相同数值且紧靠各自的VCC端子。
在多数应用中，必须由外部供给VCC以平均工作电流，否则在VCC供电能力不足时会妨碍正常工作，通常外供电源可由主变压器供给，参见应用电路。
驱动关断，及VCC禁止。
见图2，驱动关断及VCC的禁止信号在激活LM5034的禁止端口时即出现。
如果UVLO端电压在1.25V以下，或热关断启动，则VCC即禁止开关输出，然后VCC被禁止。
UVLO还激活信号的驱动器，禁止输出驱动。
同时下面的端子SS1，SS2，COMP1，COMP2及RES端都降到地电平，并令SS充电的50uA电流源开始供电。
如果VCC电压降到6.2V的欠压锁定阈值以下，UVT比较器激活的仅有关断信号，输出驱动则被禁止，但VCC调节器未被禁止。
此外，控制器下面的六个端子CS1，CS2，SS1，SS2，COMP1，COMP2及RES都在内部接到地，50uA软起动电流源被激活。
振荡器
振荡频率设置方式为外接RT，电阻接于RT/SYNC到GND之间，电阻值计算如下：
（1）
此外，fs是以KHz计的振荡器频率，而两级驱动输出的频率为其一半，相位差1800。
RT/SYNC端的电压内部调为大约2V。
RT电阻也要紧靠IC端子，拉线不可过长。
LM5034还可以由外时钟同步，在RT/SYNC加一窄脉冲即可，RT电阻仍旧要加上，无论是自激振荡还是外同步。
PWM比较器/斜率补偿
图3LM5034的典型的反馈网络
每个控制器的PWM比较器比较补偿电流斜波的斜率及误差放大器的误差电压，比较的端子即COMP。
COMP电压由外部的误差放大器/光电耦合器控制，反馈电路用于调节并稳定输出电压。
内部COMP端的电压经过两个电平位移二极管且增益被电阻分压器降到3:
1（见图3）。
补偿的电流斜波信号与CS上的电流波形合并，并从内部时钟处产生一个斜波，在占空比大于50％时，电流型控制电路会产生次谐波振荡，要增加一个小的固定斜波到外部的电流检测信号，这样振荡才会被禁止。
内部斜波电流的幅度为45uA，并流进一个2KΩ电阻。
用一只42K电阻连接在CS端，这样斜波流过外接电阻的CS端，于是此斜波补偿就可以由CS端外部元件值调整了。
PWM的比较器提供脉宽讯息给输出驱动器，该比较器为实现最小的可控占空比达到了最佳的速度。
在Vcomp<
1.5V时，比较器的输出占空比为0，并随比较器输出电压增加而增加。
如果软起动端电平拉到低，则COMP端也被拉下，会强制占空比到零，当软起动端电压增加时，COMP端电压即容许增加。
IC内部一支5KΩ电阻从COMP接到内部的5V基准，将COMP端向上拉，偏置电流由光耦的光电三极管吸纳。
逐个周期电流限制
每个CS端都可接受一个信号，它由变压器初级电流给出，如果CS端电压超过0.5V，则电流检测比较器就会终止主脉冲驱动输出，如果存在大电流故障，控制器就会工作在以逐个周期限流式的限流状态之下，并以打呃方式令控制器重新起动，然后又关断。
每个CS端，在内部通过30Ω电阻接地，在主输出关断时，将CS外接电容电荷放掉。
在主开关驱动输出为高电平并传到消隐前沿时的前50ns，放电器件仍旧导通，CS端滤波器每个周期都在放电，前沿尖峰被消隐，减小了对滤波器的需要，从而改善了电流检测的响应时间。
电流检测比较器在脉冲噪声期间快速响应并将其短路。
每个CS端外部电路都包括RC滤波器以抑制噪声，PCB布局时要充分注意此检测电阻的放置。
打呃式电流限制及重新起动
图4限流和重新起动电路
如果逐个周期式限流连续在一个或两个控制器中持续了足够的时间，则电流限制后重新起动电路被禁止。
两个调节器在稍后会重新软起动程序，在逐个限流期间，关断出现之前将由RES端的外接电容来调整。
在输出开关恢复之前的停止时间由软起动电容值来调整，电路细节见图4及图5。
图5LM5034的限流及重新起动的波形
这部分电路工作过程如下：
a）.无电流限制检出.
10uA放电电流在RES处源出，并使RES端电压拉到地。
b）在CS端电流限制重复检出。
20uA电流在RES处源出并使RES电容连续充电，见图5。
限流比较器终止了PWM输出脉冲，来做逐个周期限流。
当RES电容上的电压达到2.25V重起比较器阈值时，比较器就设置了重起锁存，其顺序如下:
*SS1和SS2端充电电流从50uA减少到1uA。
*一支内部MOSFET开启，给RES电容放电。
*内部MOSFET在SS2导通，并放掉软起动电容上的电荷。
*COMP1及COMP2跟随SS1和SS2变化将PWM占空比减到0。
*当SS端电压降到200mv以下时，内部的MOSFET关断，令SS端用1uA电流源重新充电。
*当SS端达到1.5V时，其PWM控制器产生软起动后的第一个脉冲时钟将重新起动锁存复位。
SS端充电即增加到50uA。
软起动顺序在正常速率下继续进行。
如果过载条件仍旧存在，RES上的电压又开始增加，就会重复起动周期，如图5所示。
如果过载条件已除去，则RES端由10uA电流源拉到地电平。
c）.电流限制在其中一个或两个CS端重复地检出。
在此条件下，RES端电容在限流调节器的每个时钟周期，由20uA电流源充电。
然后又由10uA电流源放电，电流限流调节即进入逐个周期式的工作方式，直到RES上电压达到2.55V。
当重新起动的比较器输出为高，重起锁存设置，则SS端子电容又放电，禁止调节器通路，并且一个重新起动程序如上一样开始。
如何确定RES端电容值，见应用注意部分。
软起动
每个软起动电路容许相应的调整器逐步地达到稳定状态的工作点，因此要减小起动时电流的浪涌及输出的过冲。
这样在两个SS端内部保持为地电平，当Vcc增加到超过其阈值，（UVT）则SS端就脱离地首当其冲源出50uA电流给外接电容充电，每个COMP端的电压也跟随SS端上升，当COMP端达到1.5V时，在低占空比之下给出输出驱动命令，然后SS端电压连续增加并达到5V时，每个COMP端子电压也增加到输出稳定所需要的值，这时COMP开始由输出电压的反馈环控制。
如果内部驱动在脱线时已经被激活，则两个SS端子在内部被接到地，SS端在驱动关断信号禁止输出驱动时也被拉到地，当启动的驱动器关断很清晰时，Vcc也超出其欠压锁定值，SS端就被释放了，内部50uA电流源即给外部软起动电容充电，并允许输出脉冲加宽。
如果电流限制重起阈值因重复过流检测又被达到，则两个SS端子又拉到地，输出驱动又被禁止，50uA的SS端电流减到了1uA。
在一个短暂的延迟后，SS端及COMP端又重新被释放，外部电容又重新慢速充电。
当COMP电压达到1.5V，输出驱动又被禁止。
SS端电流源又增到50uA，输出驱动占空比又增加到所需数值。
为关断调整器又不影响其它部分，SS端接近GND。
这会强制COMP端接近地电平。
减小输出占空比接近0。
释放SS端就容许重新回到正常工作。
输出占空比
输出驱动器的占空比对每个控制器都要正常控制好，它用比较COMP的电压和由CS端电流讯息加入其中的外反馈电压来给出。
当然，最大占空比在瞬态或故障条件时会被两个电路所限制，两者有两个不同的控制通路。
*用户定义的最大占空比最大占空比可以用RDCL来设置，从DCL端到地接一个电阻即可，根据下面公式：
最大可用占空比DMAX＝80％×
RDCL/RT
（2）
RT是振荡器频率定时电阻，接在RT/SYNC端。
RDCL电阻值必须在RT计算之后决定。
参考图1及图2，DCL端电压（VDCL）与Ramp1及Ramp2信号比较，建起Usemax1及Usemax2。
这些信号提供给两个4输入端的与门去限制PWM的占空比。
*线路电压最大占空比在UVLO端的电压通常正比于VPWR的电压。
进一步限制最大占空比于最高的输入电压处。
当UVLO低于1.25V时，输出即被禁止，在UVLO=1.25V时，最大允许占空比为80%。
（或略少，由DCL电阻限制）由于UVLO端电压随着VPWR增加，最大占空比即减少，在4.5V时（UVLO）减到10％，参见图1，图2。
UVLO电压通过一个倒相增益级与Ramp2比较，该比较器的输出为MaxDC1和MaxDC2的时间信号，此信号提供给两个四输入端与门，用于限制PWM传给输出驱动的脉冲。
*最后的输出占空比控制器的占空比由四个信号决定，即进入四输入端与门的四个信号，如图1所示。
输出驱动脉冲的宽度等于这四个脉冲中最小的，无论哪个与门输入都会在传输高电平到低电平时最先终止输出驱动器的导通时间。
例如，在图2中对OUT2导通时间由UVLO端电压限制，甚至通过PWM比较器2之后，寻求最大占空比。
输出驱动
OUT1初级开关驱动（1＃控制器）设计驱动N沟MOSFET的栅，有1.5A源出2.5A漏入的能力，相应的箝位驱动AC1，设计为驱动P沟MOSFET，可源出100mA漏入250mA的能力。
峰值输出电平OUT1及AC1，高为VCC1，低为GND1，控制器的返回点为GND1。
相应控制器2的输出驱动为OUT2及AC2，电平为VCC2及GND2。
OUT1及OUT2的栅驱动输出为Bi-CMOS合成，见图6。
并联的MOSFET和双极器件提供了最快的关断初级开关的方式，减少了开关损耗。
输出开关在一半的振荡频率下在上升沿处驱动，各差1800相位。
OUT1及OUT2的导通时间由相应的占空比控制。
有源箝位都与其相应的主开关对应，交越时间由相应电路元件调整，见图7。
重叠时间提供主开关和箝位开关的上升沿与下降沿之间的死区，其重叠时间相同，只取决于频率和占空比。
两通道用同一方式调节，即OVLP端的电阻ROVLP调节，由下面公式决定。
tOVLP=（1.25×
ROVLP）+5（3）
此处.ROVLP为1KΩ，tOVLP为ns，ROVLP从10K~100KΩ。
如果应用需要也可以零交越，将OVLP端开路即可。
图6栅驱动电路图7输出的重叠时间
过热关断
LM5034工作的最高结温不能超过165OC，如果结温瞬时达到165OC，则过热关断电路被激活，VCC被禁止，驱动器关断。
VCC调节器以及四个输出驱动被禁止。
SS1，SS2及RES端电平拉到GND。
软起动电流设置在50uA。
这令LM5034处在低功耗状态。
以防止因过热造成灾难性的失效。
当结温降到145OC以下时，VCC调节器开始工作，重开启动程序。
V1N
加到V1N端的电压通常与加到主功率变压器的电压相同（VPER）。
它可以从13V~100V，瞬间可到105V。
流入到V1N的电流取决于初级要驱动的负载大小，开关频率以及在Vcc端处的其它负载的大小。
如果从V1N进入的电流使其功耗超出IC的封装能力，就必须外供给VCC，为减少起动调节器的功耗，推荐用图8的电路，即串入一支电阻，以限制V1N随承受超出其最大范围。
图8输入端的电路图9输入>
100V的起动电路
对超过100V输入电压应用时，可如图9所示，加一个外部的供电调节器，起动后再从VCC供电，或用其它低压VCC直接给ICS供电如图10。
但此电压不得超过15V，一般此电压在13V以下。
图10VCC的旁路图11UVLO电路
欠压锁定（UVLO）阈值在内部设于UVLO端的1.25V，用两支外电阻分压如图11所示，R1及R2由下式给出：
（4）
（5）
此处，VHYS为在VPWR下的UVLO窗口阈值，VPWR在第二式中为令IC工作的起动电压，例如LM5034在VPWR达到20V时要开始工作，在降到17V时关断，则R1=150KΩ，R2=10KΩ。
UVLO为5V。
LM5034还推荐从外部接一集电极开路的晶体管或漏级开路的MOSFET作关断控制，如图12。
当VCC调节器被禁止后，LM5034即进入低功耗状态。
图12关断控制图13外供VCC
VCC1及VCC2
在每个VCC端子不仅要提供调整及滤波的能力，还要提供VCC降至欠压阈值（UVT=6.2V）的应对能力。
当输出驱动源电流涌到外部MOSFET栅极时，即会出现。
此外，此电容还要应对起动中必要的延迟，延迟时间要确保LM5034内部电路及相关的外部电路在VCC从7.6V降到6.2V之前能稳定工作，此时间从软起动时序开始，VCC通常稳压在7.7V，延迟到UVT时间按下式算出。
（6）
此处C1及C2为VCC1及VCC2处的电容，Icc（Lim）为VCC调节器的最大限流，如果电容为0.1uf，Icc（lim）为22mA，则延迟时间约69us。
Vcc电容值从1uf到25uf之间，两者有相同的值。
最后选择出最佳的容值。
平均的VCC调节电流需要驱动外部功率MOSFET，它与MOSFET栅电容及工作频率相关，为确保Vcc不会降到UVT阈值以下，外部电源用一个二极管接到Vcc处，提供所需电流，如图13。
所加电压要在8V~15V之间，要高于7.7V加二极管压降，然后关断内部调节器。
以减小IC功耗，此电压一般从变压器和电感中获得。
振荡器及同步输入
振荡器频率根据系统要求及磁性元件选择，系统其它部分也会有影响，在RT端子处外接电阻，由公式1设定频率，频率偏差由外接电阻偏差决定，每个输出的工作频率为1/2的振荡器频率。
如果LM5034需要与外时钟同步，同步信号必须通过一支100pf电容耦合进来，外同步频率至少高于自激振荡频率4％，但不能高于自振频率的两倍。
RT/SYNC端电压通常为2V，外同步脉冲幅度要限制在3.8V到5V之间，同步脉冲的宽度在15ns~150ns之间，RT电阻总要保持连接。
电压反馈端子COMP1及COMP2
每个COMP端子设计能接受所要的输出的电压，误差放大器及光耦反馈回的电压。
典型结构如图3所示。
Vout与基准比较后经放大器放大，此放大器加一合适的补偿网络，放大器的输出驱动光耦，然后光电三极管接到COMP端子。
当LM5034的两个控制通道形成，并且在提供单一大电流输出时将COMP1和COMP2接在一起，可用一个光耦的反馈信号。
电流检测CS1及CS2
每个CS端接收从主功率变压器来的初级电流信号，此信号可以从电阻取样，也可以用电流互感器取样，如图14，图15所示。
在两种情况检测的电流建起斜波电压，经滤波后接到LM5034。
元件要尽可能贴近IC的CS及GND端。
电流检测比较器要能提供到大于0.5V的电平于CS端才能做过流保护。
图14用电流互感器的电流检测图15用检测电阻的电流检测
打呃型的过流限制及重新起动
该电路工作描述以方框图说明，在连续电流限制在CS端检测出以后，达到2.55V的RES端阈值所要的时间为t1。
（7）
例如,如果CRES=0.1uf，t1大约为12.75ms。
在连续限流在CS端检测出以后。
继续上升达到2.55V阈值。
它由四个因子决定。
t1=5.1×
105×
CRES
图5中t2由每个SS端的电容及1uA电流源来设置，并等于：
（9）
如果Css=0.1uf，t2=150ms，t3时间由内部50uA电流源设置，并等于
（10）
时间t2提供了先前的闭锁时间给过载或短路的变换器，结果仅有较低的平均电流流入及较低的功耗。
推荐t2/（t1+t3）在５~10倍的范围，作为此项应用特色。
如果从第一次过流检测出之后不需延迟，这样t1即为0，RES端就令其开路，（不外接电路）如果不希望打呃式工作，就将RES端直接接到GND。
由SS1及SS2接的电容决定每个调节器输出的占空比从零到最终稳定值的时间，最小可接受的时间取决于输出电容量及每个反馈环的瞬态响应，如果软起动时间太快，输出电压会过冲，此时反馈环尚未完成调整。
在加上Vcc令其达到UVT阈值（7.6V）以下，SS端的斜波随外电容用内部50uA电流源充电而上升，当两者达到1.5V时，开始出现PWM脉冲，占空比很小，每个SS端电压上升，PWM脉宽也在增加，直到SS端达到5V时，反馈环路也已正常工作，此时间t1为：
（11）
在SS端加0.1uf电容时，t1为3ms。
如果打呃式电路启动工作，由于重复地限流于CS1和CS2，SS1和SS2交替地内部接到地，在一短的延迟之后，SS端被释放，并由内部1uA电流源给SS外部电容充电，缓慢的充电速度给变换器提供了复位或停止时间（图5），减少平均输入电流，减缓元件温升。
在SS端电压及COMP端电压达到1.5V时，PWM的第一个脉冲开始，此时SS端的灌入电流变为50uA。
SS端及COMP端电压就快速上升，输出脉冲占空比即加大，复位时间t2是SS端达到1.5V所需的时间。
（12）
使用0.1uf电容时，t2=150ms。
起动顺序及过流后重新起动条件通常要由合适的SS电容值来决定。
为了关断其中一个控制器而不影响另一个，其中的ON/OFF要如图16的接法，SS端强制COMP端到GND会减少PWM占空比到零，另一个SS端要允许正常工作。
图16关断一个通道
当LM5034的两个控制通道都控制单一电压电流输出时，则SS1和SS2可以接在一起。
线路电压决定的最大占空比
随着VPWR的增加，及UVLO端上电压下降，最大占空比都会相应地增加。
以上面实际元件值（R1.150KΩ，R2.
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