第五章振幅调制与解调Word文档下载推荐.docx

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（b）调制信号；

（c）已调波

2.AM信号的频谱及带宽

把普通调幅波的表示式展开，可以得到普通调幅波的各个频谱分量。

式（5.1―1）的展开式为

上式中包含有三个频率成分，即载波频率ωC、载波与调制信号的和频ωC+Ω、差频ωC-Ω。

调制信号uΩ、载波uC和已调波uAM的频谱如图5.3所示。

图5.3AM调制的频谱关系

BAM=2Ωmax

3.AM信号的功率

普通调幅波中各个频率成分所占有的能量大小可根据帕塞瓦尔公式求得。

已调波UAM在单位电阻上消耗的平均功率Pav应当等于各个频率成分所消耗的平均功率之和，即等于载波功率PC和边频功率PSB之和

载波功率

边带功率PSB等于上边频功率PSB上与下边频功率PSB下之和。

PSB上与

PSB下相等，且边频功率等于

所以，已调波在单位电阻上消耗的平均功率

上面分析的调制信号uΩ是单一频率的信号，实际上调制信号都是由多频率成分组成的。

如语音信号的频率主要集中在300~3400Hz范围，所以广播电台播送这样的语音信号，已调波的带宽等于6800Hz，相邻两个电台载波频率的间隔必须大于6800Hz，通常取为10kHz。

多频调制情况下，调制信号的通用表示式为

其中，f（t）是uΩ归一化的变化规律表示式，A是幅值。

相应的已调波uAM时域波形如图5.4a所示，其频谱如图5.4b所示。

由于调制信号占有一定的频带，所以载波频率两边的频谱分别叫做上边带和下边带。

已调波的带宽BAM=2Ωmax。

上、下边带包含的信息是相同的，从信息传送的角度出发，只传送一个边带信息就可以了。

图5.4b多频调制ＡM信号频谱

二.双边带调制（DSB）

双边带调制是仅传送上、下边带而抑制载波的一种调制方式。

双边带信号可以直接通过调制信号与载波信号相乘的方法得到，如图5.5所示。

双边带信号的表示式为

uDSB=KuΩuC（5.1―2）

K为常数。

uDSB的时域波形如图5.6所示，频谱如图5.7所示。

由此两图可见，双边带信号时域波形的包络不同于调制信号的变化规律。

图5.5DSB信号形成框图

图5.6DSB调制信号波形图

图5.7DSB调制信号的频谱

三.SSB信号分析

单边带调制是仅传送一个边带的调制方法。

只传送上边带信号叫上边带调制，只传送下边带信号叫下边带调制。

若调制信号为单一频率信号时，上边带调制信号表达式为

uSSB（t）=Um0cos（ωC+Ω）t（5.1―3）

下边带调制信号表达式为

uSSB（t）=Um0cos（ωC-Ω）t（5.1―4）

时域波形和频域的频谱分别如图5.8和5.9所示。

从图中可看出，单边带信号的包络不再反映调制信号的变化规律，但与调制信号幅度的包络形状相同。

单边带信号的频率随调制信号频率的不同而不同，也就是说，调制信号频率信息已寄载到已调波的频率之中了。

因此可以说单边带调制是振幅和频率都随调制信号改变的调制方式，所以它的抗干扰性能优于AM调制

图5.8单频调制SSB信号波形图图5.9单频调制SSB信号的频谱

5.2普通调幅波的产生电路

一.高电平调幅

低电平调制电路是相对于高电平调制电路而言的。

早期实现振幅调制都是在功率级进行的，电平比较高，所以把在功率级完成振幅调制的电路叫做高电平调制电路。

高电平调制电路的基本原理是根据高频谐振功率放大器的集电极调制特性和基极调制特性分别构成三极管集电极调制电路和基极调制电路。

1.集电极调制

集电极调制电路中，晶体管应该始终工作在过压状态。

把调制信号uΩ与直流电压ECO串联，使晶体管的集电极直流电压变成为EC=ECO+uΩ。

通过EC的变化，控制Ico、Ic1m变化，从而实现调制，如图5.49所示。

图5.12集电极调制电路

图5.13集电极调制波形

2.基极调制

基极调制电路如图5.50所示。

三极管始终工作在欠压状态。

把调制信号uΩ与外加直流偏置电压EBO串联起来，使晶体管的基极直流偏置电压EB=EBO+uΩ（t）。

通过EB变化，控制Ico、Ic1m变化，从而实现调制。

有关高电平调制电路的分析在此就不再详述了。

图5.14基极调制电路

图5.15基极调制波形

一.低电平调幅

1.利用模拟乘法器实现AM调幅

图5.16

2．利用单二极管开关电路实现AM调幅

用单二极管开关电路作为调制电路,可以完成AM信号的产生,图5―17（a）为单二极管调制电路。

当UC>

UΩ时,由式（5―38）可知,流过二极管的电流iD为

图5.17

5.3DSB信号的产生电路

1.二极管平衡调制电路

图5.18

单二极管开关电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号。

二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号

iL中包含F分量和（2n+1）fc±

F（n=0,1,2,…）分量,若输出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输出电压为

2.二极管环形调幅电路

为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器（环形调制器）。

在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式（5―49）,在u1=uΩ,u2=uC的情况下,该式可表示为

经滤波后为uo

图5.19

2.利用乘法器产生DSB信号

图5.20

5.4SSB信号的产生电路

SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。

根据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有滤波法和移相法两种。

1）滤波法

图6―26是采用滤波法产生SSB的发射机框图。

图5.21滤波法产生SSB信号的框图

图5.22理想边带滤波器的衰减特性

2）移相法

移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号。

在SSB信号分析中我们已经得到了式（6―25）,重写如下:

图5.23移相法SSB信号调制器

移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边带完全抑制掉,必须满足下列两个条件:

（1）两个调制器输出的振幅应完全相同

（2）移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的π／2相移。

图5.24移相法的另一种SSB调制器

5.5调幅信号的解调

一.调幅解调的方法

振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。

包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。

由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。

其原理框图如图5―25所示。

图5.25包络检波的原理框图

图5.26同步解调器的框图

同步检波又可以分为乘积型（图6―32（a））和叠加型（图6―32（b））两类。

它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。

图5.27同步检波器

二.二极管峰值包络检波器

1．原理电路及工作原理

图6―33（a）是二极管峰值包络检波器的原理电路。

它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。

式中,ωc为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频ΩI,Ω为调制频率。

在理想情况下,RC网络的阻

抗Z应为

图5.28二极管峰值包络检波器

（a）原理电路（b）二极管导通（c）二极管截止

从这个过程可以得出下列几点:

（1）检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。

图5.29加入等幅波时检波器的工作过程

（2）由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位（因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即Uo≈Um）。

（3）二极管电流iD包含平均分量（此种情况为直流分量）Iav及高频分量。

图5.30检波器稳态时的电流电压波形

图5.31输入为AM信号时检波器的输出波形图

图5.32输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形

图5.33包络检波器的输出电路

2．性能分析

1）传输系数Kd

检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。

若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为

由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。

在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性（忽略二极管的导通电压VP）,则由图6―35有:

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0,基频分量为

式中,α0（θ）、α1（θ）为电流分解系数。

由式（6―43（a））和图6―35可得

由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数,求出θ后,就可得Kd。

由式（6―46）Uo=I0R,有

等式两边各除以cosθ,可得

当gDR很大时,如gDR≥50时,tanθ≈θ-θ3/3,代入式（6-50）,有

图5.34Kd～gDR关系曲线图图5.35滤波电路对Kd的影响

2）输入电阻Ri

检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图6―41所示。

输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即

输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。

由式（6―47）,有

图5.36检波器的输入阻抗

当gDR≥50时,θ很小,sinθ≈θ-θ3/6,cosθ≈1-θ2/2,代入上式,可得

3．检波器的失真

1）惰性失真

在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。

图5.37惰性失真的波形

为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即

如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为

二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um（1+mcosΩt）。

从t1时刻开始通过R放电的速度为

将式（6―56）和式（6―57）代入式（6―55）,可得

实际上,不同的t1,U（t）和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax≤1。

故令da／dt1=0,得

代入式（6―58）,得出不失真条件如下:

图5.38底部切削失真

2）底部切削失真

底部切削失真又称为负峰切削失真。

产生这种失真后,输出电压的波形如图6―43（c）所示。

这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。

因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值UC,可以把它看作一直流电源。

它在电阻R和Rg上产生分压。

在电阻R上的压降为 

调幅波的最小幅度为UC（1-m）,由图6―43可以看出,要避免底部切削失真,应满足

图5.39减小底部切削失真的电路

4．实际电路及元件选择

图5.40检波器的实际电路

根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下:

（1）回路有载QL值要大,

（2）为载波周期

（3）

（4）

5.二极管并联检波器

除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。

这里讨论并联检波器。

图5.41并联检波器及波形

（a）原理电路（b）波形（c）实际电路

根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转换为输出平均功率,即

当Uav≈UC时（UC为载波振幅）有

6．小信号检波器

小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。

这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即

一般小信号检波时Kd很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为

将它代入上式,可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为

若用ΔIav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则

相应的Kd和Ri为

若输入信号为单音调制的AM波,因Ω<

<

ωc,可用包络函数U（t）代替以

上各式中的Um

图5.42小信号检波

6.2.3同步检波

1.乘积型

设输入信号为DSB信号,即us=UscosΩtcosωct,本地恢复载波ur=Urcos（ωrt+φ）,这两个信号相乘

经低通滤波器的输出,且考虑ωr-ωc=Δωc在低通滤波器频带内,有

由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同频同相时,即ωr=ωc,φ=0,则

uo=UocosΩt

无失真地将调制信号恢复出来。

若恢复载波与发射载频有一定的频差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

引起振幅失真。

若有一定的相差,则

uo=UocosφcosΩt

图5.43几种乘积型解调器实际线路

2.叠加型

叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波,使之成为或近似为AM信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。

对DSB信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的AM波。

图6―49就是一叠加型同步检波器原理电路。

设单频调制的单边带信号（上边带）为

us=Uscos（ωc+Ω）t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct

恢复载波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=（UscosΩt+Ur）cosωct-UssinΩtsinωct

=Um（t）cos［ωct+φ（t）］

式中

式中,m=Us/Ur。

当m<

1,即Ur>

Us时,

上式可近似为

图5.44叠加型同步检波器原理电路

图5.45平衡同步检波电路

采用图6―50所示的同步检波电路,可以减小解调器输出电压的非线性失真。

它由两个检波器构成平衡电路,上检波器输出如式（6―82）,下检波器的输出

uo2=KdUr（1-mcosΩt）（6―83）

则总的输出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt（6―84）