数字通信原理实验三DPSK调制解调实验Word文档下载推荐.docx
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1）同步带测量实验4）DPSK调制解调眼图实验
2）捕捉带测量实验
3）载波提取锁相环相位模糊度实验
4.学生常犯的测量错误
三、实验原理和电路说明
1.调制
2DPSK系统的调制部分框图如图3.2所示，原理电路示于图3.1。
下面分几部分说明。
1.1M序列发生器
实际的数字基带信号是随机的，为了实验和测试方便，一般都是用M序列发生器产生一个伪随机序列来充当数字基带信号源。
按照本原多项式
组成的五级线性移
2DPSK
P2P3P6
P1P5
图3.22DPSK调制部分框图
位寄存器，就可得到31位码长的M序列。
码元定时与载波的关系可以是同步的，以便清晰观察码元变化时对应调制载波的相位变化；
也可以是异步的，因为实际的系统都是异步的。
本实验的M序列由IC3、1C4、IC5、IC6产生，码元速率为lMb/s。
1.2相对调相和绝对移相
移相键控分为绝对移相和相对移相两种。
以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。
以二进制调相为例:
取码元为“1”时，调制后载波与未调载波反相；
取码元为“0”时，调制后载波与未调载波同相；
“1”和“0”时调制后载波相位差1800。
绝对移相的波形如图3.3所示。
在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；
发送为“0”码，解调后得到“1”码。
这是我们所不希望的，为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。
相对移相的调制规律是：
每一个码元的载波相位不是以固定的未调载波相位作基准的，而是以相邻的前一个码元的载波相位来确定其相位的取值。
例如，当某一码元取“1”时，它的载波相位与前一码元的载波反相；
码元取“0”时，它的载波相位与前一码元的载波同相。
相对移相的波形如图3.4所示。
图3.3绝对移相的波形示意图
在一般情况下，相对移相可以通过对信码进行变换和绝对移相来实现。
将信码经过差分编码变换成新的码组一相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的己调载波相位满足相对移相的相位关系。
设绝对码为{an}，相对码为{bn}，则二相差分编码的逻辑关系为:
（1）
差分编码的功能可由一个模二和电路和一级移位寄存器组成。
本实验用IC6:
A和IC8完成。
调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。
实验中的调相电路是由数字选择器（74LS153）完成的。
当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；
当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的π相载波相同。
这样就完成了差分信码对载波的相位调制。
图3.5示出了一个数字序列的相对移相的过程。
图3.4相对移动的波形示意图
图3.5绝对码实现相对移相的过程
对应于差分编码，在解调中有一差分译码。
差分译码的逻辑为:
（2）
本实验由IC9、IC10完成。
将
（1）式代人
（2）式，得
这样，经差分译码后就恢复了原始的发码序列。
1.3数字调相器的主要指标
在设计与调整一个数字调相器对，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。
（1）调相误差
由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为00及1800+ΔΦ，我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差。
调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。
（2）寄生调幅
理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。
但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号的幅度不等。
设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom及Uim，则寄生调幅为:
2．解调
2PSK系统的解调部分框图如图3.6所示，原理电路如图3.7所示。
2.1同相正交环
绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等概条件下都是抑载波的，即在调制信号的频谱中不含载波线谱，这样就无法用窄带滤器从调制信号中直接提取参考相位载波。
对于PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对被抑制掉的载波进行跟踪。
从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。
这几种锁相环的性能特点列于表1中。
本实验采用同相正交环。
同相正交环又叫科斯塔斯（Costas）环。
实验原理如图3.7所示。
在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。
压控振荡器（VCO）给出两路相互正交的载波到鉴相器。
输入的2PSK信号经鉴相后在由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2，这时的基带信号包含着码元信号，无法对压控振荡器（VCO）进行控制。
将Ud1和Ud2经过基带模拟相乘器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。
表1几种锁相环的性能特点
锁相环
特性
平方环
同相正交环
逆调制环
判决反馈环
环路工作频率
f＝2f0
f＝f0
等效鉴相特性
正弦
近似距形
解调能力
无
有
电路复杂程度
鉴相器
工作频率高
需用基带
模拟相乘器
需用
二次调制器
模拟调制器
2.2集成电路压控振荡器（IC-VCO）
压控振荡器（VCO）是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。
实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124。
集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。
如图3.8所示。
集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围（14脚），Vf用于控制频率范围调节（1脚）。
外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率。
当Vr和Vf取值适当，振荡器的工作正常时，振荡器的频率f0与Cext的关系近似为:
f0与Cext的关系曲线如图3.9所示。
当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。
以
Vr=Vf=2V时的输出频率f0为归一化频率单位，由实验数据可画出以Vr为参变量时归一化频率fn随Vr的变化曲线如图3.10所示。
由图3.lO的曲线可以看出，随Vr的增大，VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大。
选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vf，这样就可实现
由误差电压控制VCO。
当
时，一组典型的实验数据为
，这时Vr在2.8V左右移动。
2.3单片集成双平衡模拟相乘器
图3.8IC－VCO使用实例
2.3MC1496/MC1596（F1496/F1596、XD--5202）
（a）电路说明
MC1496/MC1596双平衡模拟相乘器习惯上又称为平衡调制--解调器，它是单片集成双平衡模拟相乘器中有代表性的产品之一。
国内同类产品有F1496/F1596、XD--5202等，国外同类产品还有LM1496/LM1596、SG1496/SG1596等。
MC1496是00C一700C民用温度范围产品，MCl596是-550C--+1250C军用温度范围产品。
该产品具有极好的载波抑制能力（0.5MHZ时为一65dB；
10MHZ时为-50dB）、高的共模抑制比（-85dB），平衡输入、输出和方便的增益调整与信号处理等优点。
其电路如图5-1所示，与改进的双平衡模拟相乘器相比较，电路是相同的，仅恒流源用晶体管Q7和Q8代替，二极管D与500Ω电阻构成Q7、Q8的偏置电路。
负载电阻接在⑥、⑨两端，反馈电阻RY接在②、③两端，起展宽输入信号的线性动态范围和调整电路增益的作用。
（b）参数选择
1．载波电平Ux选择
因为载波抑制比与载波输入电平密切相关。
小的载波电平不能完全打开上面的开关器件，结果信号增益较低，载波抑制亦较低。
而高于最佳值的载波电平将产生不必要的器件和电路的载漏，同时也使戴波抑制特性恶化。
测试表明，当载频为500KHZ时，用6OmV（rms）的正弦载波，可获得最佳载波抑制。
当载频为10MHZ时，最佳载波约为16Omv（rms）。
图3.11MC1496/MC1596电路图
频率较高时，为了使载漏最小，电路的设计要注意。
为防止载波输人和输出之间的电容耦合，必须采用屏蔽措施。
实际应用时，还可以在①、④之间接人载波调零电位器。
当MC1496/MC1596用于同频鉴相时，如图5一12所示。
可把两个相同频率的高电平信号分别加到两个输入端，则输出电压是两个输入信号相位差的函数，起到了鉴相作用。
2.4传输畸变和眼图
数字信号经过非理想的传输系统必定产生畸变，为了衡量这种畸变的严重程序，一般都采用观察眼图的方式。
眼图是示波器重复扫描所显示的波形，示波器的输入信号是解调后经低通滤波器恢复的未经再生的基带信号，同步信号是位定时。
这种波形示意图如图5--13示。
图3.12MC1496/MC1596
图3.13眼图
衡量眼图的几个重要参数有:
（1）眼图开启度（U一2
U）/U
即最佳抽样点处眼图幅度的“张开”程度。
无畸变眼图的开启度为100%。
（2）“眼皮”厚度2ΔU/U
即最佳抽样点处眼图幅度的闭合部分与最大幅度之比，无畸变眼图的“眼皮”厚度应为0。
（3）交叉点散度ΔT/TS
即眼图波形过零点交叉线的发散程度，无畸变眼图的交叉点发散为0。
（4）正、负极性不对称度|（U1-U2）|/|（U1+U2）|
即最佳抽样点处眼图正、负幅度不对称的程度。
无畸变眼图的极性不对称应为0。
如果传输信道不理想，产生传输畸变，就会很明显地由眼图的这几个参数反映出来。
其后果可以看成有效信号的能量损失。
可以推导出，等效信号信噪比的损失量ΔEb/N0与眼图开启度（U-2ΔU）/U有如下关系:
ΔEb/N0=20log|（U-2ΔU）/U|（dB）
同样，交叉点发散度对信噪比损失的影响，也可以等效为眼图开启度对信噪比损失的影响，这里不再详述。
2.5位定时
本实验没有位定时提取实验，位定时是由发端时钟从P12输入经延时在P16点产生。
实际的DPSK解调位定时，必须由接收信号中提取。
可参照FSK位定时提取方法。
三、实验仪器
实验箱DPSK调制解调实验，华南理工大学电子与信息工程系1套
直流稳压电源YB1711A1台
双踪同步示波器GOS-6201台
数字频率计HC-F1000C1台
四、实验内容
准备工作：
1、按实验板上所标的电源电压开机，调准所需电压，然后关机；
2、把实验板电源连接线接好；
3、开机注意观察电流表
正电流＋I<
280mA
负电流－I<
60mA
若与上述电流差距太大，要迅速关机，检查电源线有无接错或其它原因。
A.发送实验
开关位置K1接1.2
1．测量载波P5振荡频率，观察记录P5波形、频率
2.测量位同步P1信号频率，观察记录P1波形、频率
3.M序列发生器
设初始状态为10000，试列表写出
多项式，组成一个周期的M序列。
把列表的结果与实验结果相比较。
示波器用P2触发，观察并记录P2的波形。
以Pl比较，验证M序列的主要性质。
4．差分编码
示波器示波器MODE（工作方式）置Chop（断续），观察并记录P3的波形，将P2和P3的波形进行比较，验证差分编码的规律。
注意P3比P2有一位码时延。
5．数字调相电路
示波器MODE置Chop，以P3为同步信号，观察并记录P6数字调相波形。
验证差分编码的规律
B．接收实验
1.示波器A线接P7，B线接P8，频率计输入线接P11，调整W5，使显示的频率与发端P5一致，即至锁定状态，当锁定时要继续按原方向调整，调整W5仔细体会锁定和失锁的工作状态。
2.
长时间未接通电时，可把K1接2.3，频率计接P11，调整W5把频率调至5MHz左右，
把K1接1.2，即能进入锁定状态。
a）锁定时观察P7、P8解调的基带信号。
b）失锁时观察P7、P8解调的基带信号。
2.锁定时观察P6发端的调制信号和P8解调的基带信号之间关系。
3．眼图实验，A线接P8,B线接Pl6，示波器同步触发选B线，微调示波器水平扫描频率，观察眼图。
4.观察P11、P12两相干载波90º
相位差关系，即
和
之关系。
5.A线接P8、B线接P13，观察记录过零检测波形。
6.A线接P13,B线接Pl4，观察记录判决电路波形。
7.A线接P14,B线接Pl5，观察记录差分译码结果，验证差分译码性质。
8．A线接P2,B线接Pl5，观察发端信码与收端解码应一致，并做记录。
10．同步带和捕捉带实验
频率计接Pl1，示波器按3方法观察眼图，调节W5左旋使环路处于失锁状态。
此时Pll提取的载波频率与发端有差异，观察P8眼图会变得模糊不清。
①调W5缓馒地向右旋转，一边观察频率计，一边观察眼图，当转到某一定位置时VCO的频率会突然进入锁定频率，把Kl接2.3，记下此时的频率为f1。
K1接回1.2，环路应立即进入锁定状态。
②继续使W5往右旋转，当转到某一定位置时，环路又会失锁。
把K1接2.3，记下此时的频率为f2，把Kl接回1.2，环路应仍处于失锁状态。
③使W5往左缓慢旋转，当转到某一定位置时，环路又进入锁定，把K1接2.3，记下此时VCO的频率为f3。
把Kl接回1.2，环路应立即进入锁定状态。
④使W5继续缓慢向左旋转，当转到某一位置时，环路又失锁，把Kl接2.3，频率计显示f4频率，记下f4频率，把Kl接回1.2环路还处于失锁状态。
同步带
捕捉带
⑤为提高测量精度，上述过程可反复进行几次，取平均值。
10.锁相环载波提取相位模糊度实验
①频率计接P11，示波器A线接P3,B线接P14。
②用反复关断，接通电源，可观察到反向工作情况。
同时观察P14输出波形，你会发现，有时P14输出与P3同极性，而另一时间P14输出与P3反相。
即在锁定时，解调的数据有反向工作状态。
但经差分编码译码后，P2和Pl5始终都是相同。
即经过差分译码后，去除了载波的
相位模糊
③示被器A线接P9，频率计接P11，调W5，观察在环路锁定和失锁状态时VCO控制电压的变化。
图3.14同步带和捕捉带示意图
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