第五章直流交流DCAC变换Word文档格式.docx

第五章直流交流DCAC变换Word文档格式.docx

《第五章直流交流DCAC变换Word文档格式.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《第五章直流交流DCAC变换Word文档格式.docx（25页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

图5-5绘出了一个周期内负载电压

、负载电流

的理想波形，按

极性分区内导通的元件及功率的流向（P>

0，功率从直流流向交流；

P<

0，从交流流向直流），用以说明VD对无功传递的重要作用。

2．电流源型逆变器

电流源型逆变器采用电感作储能元件，图5-6为一单相桥式电流源型逆变器原理图，图中未绘出晶闸管换流电路。

电流源型逆变器有如下特点：

1）直流回路串以大电感Ld作无功元件（滤波元件）储存无功功率，也就构成了逆变器高阻抗的电源内阻特性（电流源特性），即输出电流确定，波形接近矩形；

电压波形与负载有关，在正弦波基础上迭加换流电压尖峰。

2）由于直流环节电流Id不能反向，只有改变逆变器两端直流电压极性来改变能量流动方向、反馈无功功率，无需设置反馈二极管。

图5-6电流源型逆变器

3．两类逆变器的比较

1）电压源型逆变器采用大电容作储能（滤波）元件，逆变器呈现低内阻特性，直流电压大小和极性不能改变，能将负载电压箝在电源电压水平上，浪涌过电压低，适合于稳频稳压电源，不可逆电力拖动系统、多台电机协同调速和快速性要求不高的应用场合。

电流源型逆变器电流方向不变，可通过逆变器和整流器的工作状态变化，实现能量流向改变，实现电力拖动系统的电动、制动运行，故可应用于频繁加、减速，正、反转的单机拖动系统。

2）电流源型逆变器因用大电感储能（滤波），主电路抗电流冲击能力强，能有效抑制电流突变、延缓故障电流上升速率，过电流保护容易。

电压源型逆变器输出电压稳定，一旦出现短路电流上升极快，难以获得保护处理所需时间，过电流保护困难。

3）采用晶闸管元件的电流源型逆变器依靠电容与负载电感的谐振来实现换流，负载构成换流回路的一部分，不接入负载系统不能运行。

4）电压源型逆变器必须设置反馈（无功）二极管来给负载提供感性无功电流通路，主电路结构较电流源逆变器复杂。

电流源型逆变器无功功率由滤波电感储存，无需二极管续流，主电路结构简单。

5.2负载谐振式逆变电路

负载谐振式逆变电路根据换流电容与负载电感的连接方式可分为并联和串联两种。

换流电容与负载电感并联、利用电容与电感的并联谐振特性实现自然换流的逆变电路称为并联谐振逆变器。

同理，换流电容与负载串联、利用电容与负载电感的串联谐振特性实现自然换流的逆变电路称为串联谐振逆变器；

它们是构成中频感应加热电源的主要电路形式。

本节仅以并联谐振式负载换流逆变器为代表进行介绍。

图5-8并联谐振式逆变器工作过程

并联谐振式逆变器原理电路如图5-8所示，直流电源E可由整流电源获得。

由于负载并联谐振时阻抗最大，必须采用电流源向逆变电路供电，故采用大电感Ld滤波，所以并联谐振逆变电路属电流源型，流过晶闸管的电流近似为矩形，负载电流为交变矩形波。

逆变器由四个桥臂构成，每个桥臂均由一只晶闸管和一限流电抗器串联而成。

由于工作频率为（1～2.5）kHz中频，采用快速晶闸管。

限流电抗器L1～L4自感值相等，互感为零，用于晶闸管导通时对流经的电流作di/dt限制。

滤波电感Ld不仅使直流电流平直，而且还可限制中频电流进入直流电源，起交—直流隔离作用。

由于晶闸管交替触发的频率与负载回路谐振频率接近，负载电路工作在谐振状态，这样可以得到较高的功率因数和效率。

又由于谐振电路对所施加的矩形波电压基波分量呈现高阻抗，而对高次谐波分量电压可近似看作短路，故负载两端电压

接近正弦波。

负载电流

在滤波电感Ld作用下近似交变矩形波。

换流电容C提供了负载所需无功功率，并使

超前

一定相位，利用

过零来关断已导通的晶闸管，实现负载谐振换流。

5.3强迫换流式逆变电路

5.3.1串联二极管式电流源型逆变器结构

串联二极管式电流源型逆变器主电路如图5-10所示。

图中VT1～VT6为晶闸管，C1～C6为换流电容，VD1～VD6为隔离二极管，用于使换流回路与负载隔离，防止电容上的充电电压经负载泄放而影响晶闸管换流。

由于隔离二极管与晶闸管串联，故称串联二极管式换流电路。

逆变器直流侧经大电感Ld滤波，使输入直流平直，构成了电流源内阻特性。

图5-10串联二极管式电流源型逆变器

逆变器晶闸管为120º

导通型，除换流期间有三相通电外，其余时间均只有分属不同相的桥臂上、下二晶闸管导通，负载两相轮流通电。

晶闸管导通顺序为VT1→VT2→VT3→VT4→VT5→VT6→VT1→…，各管触发脉冲相隔60º

，每管导通120º

，元件换流在VT1、VT3、VT5间及VT2、VT6、VT2间进行。

电流源型逆变器理想输出波形如图5-13所示。

当负载Y接时，每相电流如图5-13（a）所示；

当负载△接时，每相负载中电流波形如图5-13（b）所示。

图5-13电流源型逆变器输出相电流波形

5.4逆变电路的多重化及多电平化

在大功率逆变电路中，电流源型逆变器常采用半控器件晶闸管作功率开关，存在较长时间换流过程，限制开关频率，使输出电流为方波；

高压、大功率电压源型逆变器也多采用门极可关断晶闸管作功率元件，虽有自关断能力但器件开关频率仍低，输出电压也多为方波。

方波电压、电流含有丰富的低次谐波，严重影响输出特性。

如用于交流电机供电，会使电机附加损耗增加，效率降低，运行功率因数恶化，产生谐波转矩，引起噪声与振动等。

因此有必要对逆变器输出波形进行改善，使之尽可能接近正弦形，以减少谐波含量。

对此有二种处理方法：

对于大容量逆变器，由于电压、电流定额限制只能使用晶闸管（包括门极可关断晶闸管）作开关元件时，多采用多重化、多电平化技术，这是本节讨论内容；

对于中、小容量逆变器，可以使用高频自关断器件，多采用脉宽调制（PWM）技术，这将是下节重点讨论的内容。

5.4.1多重化技术

多重化就是将几个逆变器的输出矩形波在相位上错开一定角度进行迭加，使之获得尽可能接近正弦波的多阶梯波形。

从电路输出合成形式看，多重化逆变电路有串联多重和并联多重两种形式。

串联多重是将几个逆变器的输出串联起来，多用于电压源型逆变电路；

并联多重是将几个逆变器的输出并联起来，多用于电流源型逆变电路。

1．串联多重化

图5-14给出了一个二重化的三相电压源逆变器主电路。

，两个三相桥式逆变电路公用同一直流电源E，输出电压通过变压器T1、T2串联合成。

图5-14三相电压源型二重逆变电路

图5-15三相逆变电路输出电压波形图5-17三相电压源型二重逆变电路波形

2．并联多重化

一种三相电流源型逆变器三重化的方案如图5-18所示。

图5-18三相电流源型三重化逆变电路

从以上电压源型逆变器的串联多重化和电流源型逆变器的并联多重化可以看出，采用多重化技术后，负载上得到了尽可能接近正弦的多台阶阶梯波，且多重化联接数越多，波形改善效果越好。

但是由于主回路换流的相互影响、控制电路及输出变压器联接的复杂程度等原因，实用上多采用三重化。

5.4.2多电平化

图5-22为一种中点钳位式三电平逆变电路。

图5-23为三电平逆变器的输出电压波形。

图5-22三电平电压源型逆变器图5-23三电平逆变器波形

5.5脉宽调制型（PWM）逆变电路

在工业应用中许多负载对逆变器的输出特性有严格要求，除频率可变、电压大小可调外，还要求输出电压基波尽可能大、谐波含量尽可能小。

对于采用无自关断能力晶闸管元件的方波输出逆变器，多采用多重化、多电平化措施使输出波形多台阶化来接近正弦。

这种措施电路结构较复杂，代价较高，效果却不尽人意。

改善逆变器输出特性另一种办法是使用自关断器件作高频通、断的开关控制，将方波电压输出变为等幅不等宽的脉冲电压输出，并通过调制控制使输出电压消除低次谐波、只剩幅值很小、易于抑制的高次谐波，从而极大地改善了逆变器的输出特性。

这种逆变电路就是脉宽调制（PulseWidthModulated——PWM）型逆变电路，它是目前直流—交流（DC—AC）变换中最重要的变换技术，是本章的重点内容。

5.5.1基本原理

按照输出交流电压半周期内的脉冲数，脉宽调制（PWM）可分为单脉冲调制和多脉冲调制；

按照输出电压脉冲宽度变化规律，PWM可分为等脉宽调制和正弦脉宽调制（SPWM）。

按照输出半周期内脉冲电压极性单一还是变化，PWM可分为单极性调制和双极性调制。

在输出电压频率变化中，输出电压半周期内的脉冲数固定还是变化，PWM又可分为同步调制、异步调制和分段同步调制等。

对于这些有关调制技术的基本原理和概念，准备通过单相脉宽调制电路来说明。

1．单脉冲与多脉冲调制

图5-24（a）为一单相桥式逆变电路。

功率开关器件VT1、VT2之间及VT3、VT4之间作互补通、断，则负载两端A、B点对电源E负端的电压波形

均为180º

的方波。

若VT1、VT2通断切换时间与VT3、VT4通断切换时间错开λ角，则负载上的输出电压

得到调制，输出脉宽为λ的单脉冲方波电压，如图5-24（b）所示。

λ调节范围为0～180º

，从而使交流输出电压

的大小可从零调至最大值，这就是电压的单脉冲脉宽调制控制。

图5-24单相逆变电路及单脉冲调制

（a）单相逆变电路；

（b）单脉冲PWM

如果对逆变电路各功率开关元件通断作适当控制，使半周期内的脉冲数增加，就可实现多脉冲调制。

图5-25（a）为多脉冲调制电路原理图，（b）为输出的多脉冲PWM波形，图中，

为三角波的载波信号电压，

为输出脉宽控制用调制信号，

为调制后输出PWM信号。

当

，比较器输出

为高电平；

为低电平。

由于

为直流电压，输出

为等脉宽PWM；

改变三角载波频率，就可改变半周期内脉冲数。

图5-25多脉冲调制电路及PWM波形

2.正弦脉宽调制（SPWM）

等脉宽调制产生的电压波形中谐波含量仍然很高，为使输出电压波形中基波含量增大，应选用正弦波作为调制信号

。

这是因为等腰三角形的载波

上、下宽度线性变化，任何一条光滑曲线与三角波相交时，都会得到一组脉冲宽度正比于该函数值的矩形脉冲。

所以用三角波与正弦波相交，就可获得一组宽度按正弦规律变化的脉冲波形，如图5-26所示。

而且在三角载波

不变条件下，改变正弦调制波

的周期就可以改变输出脉冲宽度变化的周期；

改变正弦调制波

的幅值，就可改变输出脉冲的宽度，进而改变

中基波

的大小。

因此在直流电源电压E不变的条件下，通过对调制波频率、幅值的控制，就可使逆变器同时完成变频和变压的双重功能，这就是正弦脉宽调制（SinePuleWidthModulated—SPWM）。

图5-26正弦脉宽调制（单极性）

3.单极性与双极性调制

从图5-26中可以看出，半周期内调制波与载波均只有单一的极性：

；

输出SPWM波也只有单一的极性：

正半周内，

负半周内，

极性的变化是通过倒相电路按半周期切换所得。

这种半周期内具有单一极性SPWM波形输出的调制方式称单极性调制。

图5-27双极性SPWM

逆变电路采用单极性调制时，在输出的半周期内每桥臂只有上或下一个开关元件作通断控制，另一个开关元件关断。

如任何时候每桥臂的上、下元件之间均作互补的通、断，则可实现双极性调制，其原理如图5-27所示。

双极性调制时，任何半周期内调制波

、载波

及输出SPWM波

均有正、负极性的电压交替出现。

4.同步调制与异步调制

SPWM逆变器输出电压的频率可以通过改变正弦调制波

的频率来调节，此时对三角形载波

的频率有两种处理方式：

一是载波频率随调制波频率成比例变化，在任何输出频率下保持每半周期内的输出脉冲数不变，称为同步调制。

另一种是在任何时候均保持载波频率不变，此时半周期内的输出脉冲数在不同输出频率下均不同，称异步调制。

图5-28SPWM调制控制曲线

同步调制时输出SPWM波形稳定，正、负半周完全对称，只含奇次谐波。

但由于每半周的输出脉冲数在任何时刻均不变，故在低频时输出电压的谐波含量比高频时大得多，低频输出特征不好。

异步调制时可通过控制载波频率使低频时输出脉冲增加，以利改善输出特性，但由于半周期内输出脉冲数及相位随输出频率变化，正、负半周的输出波形都不能完全对称，会出现偶次谐波，也影响输出特性。

考虑到低频时异步调制有利、高频时同步调制较好，所以实用中采取了分段同步调制的折衷方案，如图5-28所示。

即：

将整个输出频率范围

分为几个频率段，除在低频段采用异步调制外，其他各段均设置一适当载波比

，即载波频率

与调制波频率

之比，实施同步调制。

这样在某一确定频率段内，随着输出频率增大载波频率增加，但始终保持确定的半周期输出脉冲数目不变。

随着运行频率

的提高，减小载波比N，以保持功率器件的开关频率在一个合理的范围。

当输出频率达到额定值

后，将脉宽调制方式改为方波输出，以充分利用直流电源电压E。

5.5.2正弦脉宽调制方法

SPWM是以获得正弦电压输出为目标的一种脉宽调制方式。

本小节将以应用最普遍的三相电压源型逆变电路来讨论SPWM具体实现方法，主要是采样法和指定谐波消去法。

1.采样法

图5-30为一三相电压源型PWM逆变器，VT1～VT6为高频自关断器件，VD1～VD6为与之反并联的快速恢复二极管，为负载感性无功电流提供通路。

二个直流滤波电容C串联接地，中点Oˊ可以认为与三相Y接负载中点O等电位。

逆变器输出A、B、C三相PWM电压波形取决于开关器件VT1～VT6上的驱动信号波形，即PWM的调制方式。

图5-30三相电压源型PWM逆变器主电路结构

假设逆变电路采用双极性SPWM控制，三相公用一个三角形载波

，三相正弦调制信号

互差120º

这种由正弦调制波与三角载波相交、交点决定开关器件导通时刻而形成SPWM波形的方法称采样法。

2.指定谐波消去法

指定谐波消去法是将逆变电路与负载作为一个整体进行分析，从消去对系统有害的某些指定次数谐波出发来确定SPWM波形的开关时刻，使逆变器输出电压接近正弦。

这对采用低开关频率器件的逆变器更具意义。

图5-32可以消除5、7次谐波的三脉冲SPWM

图5-32为1/4周期内仅有三个开关角

的三脉冲、单极性SPWM波形，要求调制时控制输出电压基波幅值为

，消除其中为害最大的5、7次谐波（由于负载Y接、无中线，无3及其倍数次谐波）。

为了确定开关时刻，将时间坐标原点取在波形的1/4周期处，则该PWM波形的富氏级数展开为

（5-17）

式中第k次谐波电压幅值

可展开成

（5-18）

由于脉冲具有轴对称性，无偶次谐波，k为奇数。

将上式代入式（5-17），得

（5-19）

根据要求，应有

（5-20）

求解以上谐波幅值方程，即可求得为消除5、7次谐波所必需满足的开关角

这样，就可以较少的开关次数，获得期望的SPWM输出电压。

当然，如若希望消除更多的谐波含量，则需用更多谐波幅值方程求解更多的关开时刻。

5.5.3电流滞环控制PWM

电流滞环控制PWM是将负载三相电流与三相正弦参考电流相比较，如果实际负载电流大于给定参考电流，通过控制逆变器功率开关元件关断使之减小；

如果实际电流小于参考电流，控制功率开关器件导通使之增大。

通过对电流的这种闭环控制，强制负载电流的频率、幅值、相位按给定值变化，提高电压源型PWM逆变器对电流的响应速度。

图5-33电流滞环控制PWM输出一相电流

及电压

波形

图5-33给出了电流控制PWM逆变器的一相输出电流、电压波形。

图中

为给定正弦电流参考信号，

为逆变器实际输出电流，

为设定的电流允许偏差。

时，控制逆变器该相下桥臂开关元件导通，使

衰减；

，控制逆变器该相上桥臂开关元件导通，使

增大；

以此种方式迫使该相负载电流

跟随指令电流变化并将跟随误差限定在允许的

范围内。

这样逆变器输出电流呈锯齿波，其包络线按指令规律变化；

输出电压为双极性PWM波形。

逆变器功率开关元件工作在高频开关状态，允许偏差

越小，电流跟踪精度越高，但功率器件的开关频率也越高，必须注意所用器件的最高开关频率限制。

5.6PWM整流电路

目前在交流—直流（AC—DC）变换中多采用晶闸管可控整流或二极管不控整流二种电路。

可控整流由于移相触发，致使整流电路输入电流滞后于电压一个触发延迟角

，从而基波位移因数降低；

同时输入电流波形畸变，低次谐波含量大，致使畸变因数恶化变小，故输入功率因数很低。

采用二极管整流电路虽使位移因数可接近于1，但由于多采用大电容滤波，只有输入交流电压瞬时值高于电容电压的狭窄范围内才有电流流过，输入电流波形畸变严重，终因畸变因数恶化而使输入功率因数低。

此外二极管整流电路还有功率不可双向流动的缺陷。

随着SPWM调制技术的发展，不仅成功地用于逆变电路，而且还可用于整流电路，形成PWM整流的控制方式。

此时通过对整流电路的PWM控制，可使输入电流正弦且和输入电压同相位，获得非常接近于1的输入功率因数，故亦称单位功率因数变流器。

5.6.1PWM整流电路工作原理

1.单相PWM整流电路

单相桥式PWM整流电路如图5-46所示。

按照自然采样法对功率开关器件VT1～VT4进行SPWM控制，就可在全桥的交流输入端AB间产生出SPWM波电压

中含有和正弦调制波同频、幅值成比例的基波，以及载波频率的高次谐波，但不含低次谐波。

由于交流侧输入电感Ls的作用，高次谐波造成的电流脉动被滤除，控制正弦调制波频率使之与电源同频，则输入电流

也可为与电源同频正弦波。

单相桥式PWM整流电路按升压斩波原理工作。

当交流电源电压

时，由VT2、VD4、VD1、Ls和VT3、VD1、VD4、Ls分别组成两个升压斩波电路。

以VT2、VD4、VD1、Ls构成的电路为例，当VT2导通时，

通过VT2、VD4向Ls储能；

当VT2关断时，Ls中的储能通过VD1、VD4向直流侧电容C充电，致使直流电压

高于

的峰值。

时，则由VT1、VD3、VD2、Ls和VT4、VD2、VD3、Ls分别组成两个升压斩波电路，工作原理与

时类似。

由于电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压应从交流电压峰值向上调节，向低调节会恶化输入特性，甚至不能工作。

图5-46单相PWM整流电路

输入电流

相对电源电压

的相位是通过对整流电路交流输入电压

的控制来实现调节。

图5-47给出交流输入回路基波等效电路及各种运行状态下的相量图。

分别为交流电源电压

、电感

上电压

、电阻

及输入电流

的基波相量，

为

的相量。

图5-47PWM整流电路输入等效电路及运行状态相量图

图（b）为PWM整流状态，此时控制

滞后

的一个

角，以确保

与

同相位，功率因数为1，能量从交流侧送至直流侧。

图（c）为PWM逆变状态，此时控制

正好反相位，功率因数也为1，但能量从直流侧返回至交流侧。

从图（b）、（c）可以看出，PWM整流电路只要控制

的相位，就可方便地实现能量的双向流动，这对需要有再生制动功能、欲实现四象限运行的交流调速系统是一种必须的变流电路方案。

图（d）为无功补偿状态，此时控制

一个

90º

，整流电路向交流电源送出无功功率。

这种运行状态的电路被称为无功功率发生器SVG（StaticVarGenerator），用于电力系统无功补偿。

图（e）表示了通过控制

的相位和幅值，可实现

间的任意相位

关系。

2.三相PWM整流电路

三相桥式PWM整流电路结构如图5-48所示，其工作原理同单相电路，仅是从单相扩展到三相。

只要对电路进行三相SPWM控制，就可在整流电路交流输入端A、B、C得到三相SPWM输出电压。

对各相电压按图5-47（b）相量图控制，就可获得接近单位功率因数的三相正弦电流输入。

电路也可工作在逆变状态或图5-47（d）、（e）的运行状态。

图5-48三相桥式PWM整流电路

5.6.2PWM整流电路的控制

为使PWM整流电路获得输入电流正弦且和输入电压同相位的控制效果，根据有无电流反馈可将控制方式分两种：

间接电流控制和直接电流控制。

间接电流控制没有引入电流反馈，其动态特性差，较少应用。

直接电流反馈则通过运算求出交流输入电流参考值，再采用交流电流反馈来直接控制输入电流，使其跟踪参考值，获得期望的输入特性。

图5-49直接电流控制系统结构框图

图5-49给出了一种最常用的电流滞环比较直接电流控制系统结构框图。

这是一个双闭环控制系统，外环为直流电压控制环，内环为交流电流控制环。

直流电压给定

和实际直流电压

相比较，差值信号送PI调节器作比例—积分运算，以确保

实现动态调节快、静态无差，其输出作为直流电流参考值

分别乘以与三相电源电压

同相位的正弦信号

后，得到三相交流电流的正弦参考值

，它们分别和各自的电源