北京航空航天大学通信电路原理上机实验报告.docx
《北京航空航天大学通信电路原理上机实验报告.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《北京航空航天大学通信电路原理上机实验报告.docx（36页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。
北京航空航天大学通信电路原理上机实验报告
CAD实验一
2-12．用有源RC电路实现习题2-11所得低通滤波器，并用PSpice程序分析其中所用运算放大器的参数对滤波器频率特性的影响，这些参数包括：
（1）输入与输出电阻；
（2）增益；
（3）频率特性（只考虑单极点运算放大器）。
清对分析结果作简单说明。
[注]运算放大器用宏观模型表示，参考宏模型示于下。
一、设计电路：
设计的Butterworth滤波器如下所示
对上图节点列方程：
又有
实现此方程组的功能框图如下
根据上面的计算，有源RC低通滤波器电路的电路图如下所示。
二、宏模型仿真
放大器宏模型及仿真电路如下
1.输入电阻的影响：
Rin=10时：
Rin=1k时：
Rin=10k时：
Rin=1M时：
对比可知：
输入电阻的变化对输出的影响很小，但是，可以发现随着输入电阻的增大，幅频特性也随之变大，但是，低通效果却越来越差。
相频特性变化不明显。
2．输出电阻的影响：
Ro=10时：
Ro=1k时：
Ro=10K时：
Ro=1M时：
由图知输出电阻对输出的影响很小,与输入电阻影响类似。
3．电容对输出的影响：
宏模型中电容值分别为：
1uF,1mF,1pF时，输出曲线如下：
由图知，运放内部的电容质的改变对输出的影响很小。
4．频率特性：
当外电路电容分别变为：
0.1127mF、0.1127pF时，输出为分别为：
对比可知：
外电路电容对输出曲线有很大的影响，电容值得增大会使通频带变窄。
5、总结
在一定的增益带宽积下，输入阻抗越大，输出阻抗越小，效果越好。
而只要GBW达到一定的值，再提高增益带宽积对低通滤波器的改善并不很大（电容改变影响不大），要更多地改善低通滤波器只能靠设计更高阶的Butterworth滤波器等等其他的滤波器（改变外电容）。
CAD实验二
3-17．题图所示为单管共射极放大电路的原理图。
设晶体管的参数为：
，，，，。
调节偏置电压使。
用Pspice程序求解：
（1）计算电路的上限频率和增益带宽积；
（2）将改为200Ω，其他参数不变，重复
（1）的计算；
（3）将改为1KΩ，其他参数不变，重复
（1）的计算；
（4）将改为9pF，其他参数不变，重复
（1）的计算；
（5）将从400MHz改为800MHz，其他参数不变，重复
（1）的计算；
根据上述结果讨论、、、对高频特性的影响。
一、仿真结果
（1）计算电路的上限频率和增益带宽积；
当时，。
，，
（2）将改为200Ω，其他参数不变；
当时，。
，，
.
（3）将改为1KΩ，其他参数不变；
当时，。
，，
（4）将改为9pF，其他参数不变；
当时，。
，，
（5）将从400MHz改为800MHz，其他参数不变；
当时，。
，，
二、结果分析
根据上述结果可知、、、对高频特性的影响如下：
：
由于基极体电阻会消耗能量，产生负反馈，而且高频时将对fH有所影响，所以增大引起降低；
：
由于电源内阻会消耗能量，而且在高频时的电容效应显现出来，导致损耗加大，所以增大引起降低；
：
由于B-C结零偏置耗尽电容跨接在输入、输出之间，构成放大器内部反馈通路，在高频时引起强烈的负反馈，晶体管的频率特性大受影响，所以增大引起降低；
：
特征频率高于截止频率，约等于的倍；表示双极型晶体管在共发射极运用时能得到电流增益的最高频率极限，所以截止频率的上升能增大。
所以，为了使三极管得到好的频率特性，尽量减小、、，增大。
CAD实验三
3-22．考虑一个被噪声污染的信号，很难看出它所包含的频率分量。
应用Matlab中的傅立叶变换可以在噪声中发现淹没在其中的信号。
Y=fft（X,n）即是采用n点的FFT变换。
举例：
一个由50MHz和120MHz正弦信号构成的信号，受零均值随机噪声的干扰，数据采样率为1000Hz.现可通过fft函数来分析其信号频率成份。
一、程序：
>>t=0:
0.001:
0.6;
>>X=sin（2*pi*50*t）+sin（2*pi*120*t）;
>>y=X+1.5*randn（1,length（t））;
>>Y=fft（y,512）;
>>P=Y.*conj（Y）/512;
>>f=1000*（0:
255）/512;
>>plot（f,P（1:
256））
二、信号功率密度谱
三、分析小结
由功率谱密度可以看出，谱线最大的两条对应输入的50Hz和120Hz，并受随机噪声的干扰。
与题意相符。
CAD实验四
4-35．利用Matlab程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
画出尖顶余弦脉冲分解系数图。
一、Matlab程序：
t=0:
0.001:
1;
rad=t*pi;
n=6;
A=zeros（6,1001）;
A（1,:
）=（sin（rad）-rad.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
A（2,:
）=（rad-sin（rad）.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
fori=3:
n
A（i,:
）=2*（sin（i*rad）.*cos（rad）-i*cos（i*rad）.*sin（rad））/i/pi/（i*i-1）./（1-cos（rad））;
end;
t=t*180;
plot（t,A（1,:
）,'r'）;holdon;
plot（t,A（2,:
）,'b'）;holdon;
plot（t,A（3,:
）,'g'）;holdon;
plot（t,A（4,:
）,'m'）;holdon;
plot（t,A（5,:
）,'k'）;holdon;
gridon;
xlabel（'θ°'）;
ylabel（'αn'）;
title（'余弦脉冲的谐波分解系数'）;
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
CAD实验五
4-35．利用Matlab程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
画出尖顶余弦脉冲分解系数图。
一、Matlab程序：
t=0:
0.001:
1;
rad=t*pi;
n=6;
A=zeros（6,1001）;
A（1,:
）=（sin（rad）-rad.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
A（2,:
）=（rad-sin（rad）.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
fori=3:
n
A（i,:
）=2*（sin（i*rad）.*cos（rad）-i*cos（i*rad）.*sin（rad））/i/pi/（i*i-1）./（1-cos（rad））;
end;
t=t*180;
plot（t,A（1,:
）,'r'）;holdon;
plot（t,A（2,:
）,'b'）;holdon;
plot（t,A（3,:
）,'g'）;holdon;
plot（t,A（4,:
）,'m'）;holdon;
plot（t,A（5,:
）,'k'）;holdon;
gridon;
xlabel（'θ°'）;
ylabel（'αn'）;
title（'余弦脉冲的谐波分解系数'）;
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
CAD实验六
5-20．题图所示是实验电路：
电容串联改进型三点式振荡电路（克拉泼电路）的电路图，其中，是可变电容。
振荡频率主要由决定，。
由于电路中串入了比小很多的电容，故晶体管集电极与振荡回路的耦合比电容三点式反馈电路要弱很多。
用Pspice程序分析不同静态工作电流、不同反馈系数对振荡器特性的影响。
设晶体管参数为：
。
（1）调节电阻，使；
（2）调节，计算振荡频率的变化范围，并确定=6.5MHz时的取值；
（3）和取如下不同值（反馈系数），研究它们对起振点的影响；
①；
②；
③；
④。
（4）改变电路静态工作电流，例如取0.5mA，1mA，3mA，5mA时研究它对振荡频率和振荡幅度的影响；
（5）改变负载电阻，例如取33k、10k、4.7k，研究它对振荡频率和振荡幅度的影响。
一、仿真结果
（1）调节电阻，使，即。
C3（pF）
fo（MHz）
20
6.12
160
10.55
84.8
6.5
（2）和取如下不同值（反馈系数），研究它们对起振点的影响；
RL=110KΩ,C3=84.8pF（53%of160pF）
C1（pF）
C2（pF）
ICQ（mA）
起振点Vop-p（V）
Rb1max=50K
100
1500
0.063
0.554
0.683
23%
110
1000
0.099
0.367
0.363
29%
120
680
0.150
0.250
0.267
34%
680
120
0.850
0.390
0.029
28%
注：
①为防止震荡稳定对静态工作点的影响，静态工作点均用DCSweep测得。
实验中可知，震荡稳定后的Icq要比起振时的Icq低。
②为了快速确定起振点，测试时先使之震荡，不断减小Ve，直到某点不再震荡。
（3）改变电路静态工作电流，例如取0.5mA，1mA，3mA，5mA时研究它对振荡频率和振荡幅度的影响；
C1=120pF，C2=680pF，RL=110KΩ，C3=84.8pF（53%of160pF）
ICQ（mA）
0.50
0.99
2.02
3.02
4.00
4.233
Rb1（Ω）
12.2k
7.4k
3.15k
625
55
0
fo（MHz）
6.24
6.26
6.43
0
0
0
Vop-p（V）
1.50
3.35
3.53
0
0
0
随静态工作点增加，输出频率与幅度均变大，但当静态工作点过大，电路不起振。
（4）改变负载电阻，例如取33k、10k、4.7k，研究它对振荡频率和振荡幅度的影响。
C1=120pF，C2=680pF，，C3=84.8pF
RL（kΩ）
110
33
10
4.7
fo（MHz）
6.47
6.50
6.531
6.77
Vop-p（V）
3.492
3.311
3.204
2.347
二、结果分析
1、环路的起振条件是AF>1,当输入输出电阻确定时，较大的反馈系数F可以保证有较小的A和β就可以起振，从实验结果也可以看出，环路反馈系数F较大（前三组比较）时，起振点较小，即容易起振；但F越大，使晶体管输入电阻反馈到输出端的等效电阻越小，使总电阻变小，而放大器放大倍数随之下降，环路不易起振，且因A减小，起振后的波形幅度也偏小。
所以反馈系数F只在一段范围适合振荡器工作，必须合理选择。
2、电路静态工作电流影响震荡输出频率和幅度。
因为由起振到进入稳态的过程中，放大电路的各个动态参数是由静态工作点决定的。
所以不同的静态工作点对应不同的输出状况。
3、改变负载电阻，可以改变回路Q值，负载越大，回路Q值越高，越利于起振；大负载也使放大器放大倍数更高，因此负载越大，稳定输出震荡波形幅度越大。
由相位频率特性可知，Q值的降低会使震荡频率有所提高。
CAD实验七
6-8．采用SPICE程序中非线性受控源构成的理想相乘器宏模型如题图所示，其中，和为输入信号，为输出信号。
为非线性受控源VCVS。
（1）为实现题图所示的受控源，VCVS的参数应如何设定。
（2）用理想相乘器宏模型产生标准幅度调制和抑制载波幅度调制的波形，载波频率为10KHz，调制频率为1KHz，调幅度分别为0.3和1.0。
升级会员 