WiFi产品射频电路调试经验谈Word格式.docx

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它的阻值还会是1K吗？

答案是否定的。

在微波频率下，我们需要用另外一种眼光来看待无源器件。

2.1.微波频率下的导线微波频率下的导线可以有很多种存在方式，可以是微带线，可以是带状线，可以是同轴电缆，可以是元件的引脚等等。

2.1.1.趋肤效应在低频情况下，导线内部的电流是均匀的，但是在微波频率下，导线内部会产生很强的磁场，这种磁场迫使电子向导体的边缘聚集，从而使电流只在导线的表面流动，这种现象就称为趋肤效应。

趋肤效应导致导线的电阻增大，结果会怎样？

当信号沿导体传输时衰减会很严重。

在实际的高频场合，如收音机的感应线圈，为了减少趋肤效应造成的信号衰减，通常会使用多股导线并排绕线，而不会使用单根的导线。

我们通常用趋肤深度来描述趋肤效应。

趋肤深度是频率与导线本身共同的作用，在这里我们不会作深入的讨论。

2.1.2.直线电感我们知道，在有电流流过的导线周围会产生磁场，如果导线中的电流是交变电流，那么磁场强度也会随着电流的变化而变化，因此，在导线两端会产生一个阻止电流变化的电压，这种现象称之为自感。

也就是说，微波频率下的导线会呈现出电感的特性，这种电感称为直线电感。

也许你会直线电感很微小，可以忽略，但是我们将会在后面的内容中看到，随着频率的增高，直线电感就越来越重要。

电感的概念是非常重要的，因为微波频率下，任何导线（或者导体）都会呈现出一定的电感特性，就连电阻，电容的引脚也不例外。

2.2.微波频率下的电阻从根本上说，电阻是描述某种材料阻碍电流流动的特性，电阻与电流，电压的关系在欧姆定律中已经给出。

但是，在微波频率下，我们就不能用欧姆定律去简单描述电阻，这个时候，电阻的特性应经发生了很大的变化。

2.2.1.电阻的等效电路电阻的等效电路如图2-1所示。

其中R就是电阻在直流情况下电阻自身的阻值，L是电阻的引脚，C因电阻结构的不同而不同。

我们很容易就可以想到，在不同的频率下，同一个电阻会呈现出不同的阻值。

想想平时在我们进行WiFi产品的设计，几乎不用到直插的元件（大容量电解电容除外），一方面是为了减小体积，另一方面，也是更为重要的原因，减小元件引脚引起的电感。

图2-1电阻的等效电路图2-2定性的给出了电阻的阻值与频率的关系。

图2-2电阻的阻值与频率我们试着分析电阻具有这样的特性的原因。

当频率为0时（对应直流信号），电阻呈现出的阻值就是其自身的阻值；

当频率提高时，电阻呈现出的阻值是自身的阻值加上电感呈现出的感抗；

当频率进一步提高时，电阻自身的阻值加上电感的感抗已经相当的大，于是电阻表现出的阻值就是那个并联的电容的容抗，而且频率越高，容抗越小。

2.3.微波频率下的电容在射频电路中，电容是一种被广泛使用的元件，如旁路电容，级间耦合，谐振回路，滤波器等。

和电阻一样，微波频率下电容的容抗特性也会发生很大的变化。

2.3.1.电容的等效电路我们知道，电容的材料决定着电容的特性参数，电容的等效电路如图2-3所示。

C是电容自身的容值，Rp为并联的绝缘电阻，Rs是电容的热损耗，L是电容的引脚的电感。

图2-3电容的等效电路关于电容，我在这里介绍几个平时大家在选料是可能不会关注的参数。

图2-4定性的给出了电容在不同频率下的表现出的电抗特性。

图中的纵轴为插入损耗（InsertionLoss），也就是由于电容的加入引起的损耗。

图2-4电容在不同频率下的电抗特性显然，在转折之前，电容表现出的是电容的特性，转折之后，电容表现出来的却是电感的特性。

一般来说，大容量的电容会比小容量的电容表现出更多的电感特性。

因此，在250MHz的频率下，一个0.1uF的旁路电容不一定比100pF的电容效果更好。

换句话说，容抗的经典公式似乎说明当频率一定时，电容的容量越大，容抗越小。

但是在微波率下，结论是相反的。

在微波频率下，一个0.1uF的电容会表现出比100pF电容更大的阻抗，这也是我们在设计电源电路时为什么要在大容量的电解电容；

两端并联小容量的电容的原因，这些小容量的电容用于消除高频的噪声信号。

2.3.2.电容的容量与温度特性在CIS库中选料时，我们总会发现电容有一项参数为X7R或者X5R，NPO等，我特此搜寻相关资料，翻译过来，写在这一节中。

这类参数描述了电容采用的电介质材料类别，温度特性以及误差等参数，不同的值也对应着一定的电容容量的范围。

具体来说，就是：

X7R常用于容量为3300pF~0.33uF的电容，这类电容适用于滤波，耦合等场合，电介质常数比较大，当温度从0°

C变化为70°

C时，电容容量的变化为±

15%；

Y5P与Y5V常用于容量为150pF~2nF的电容，温度范围比较宽，随着温度变化，电容容量变化范围为±

10%或者+22%/-82%。

对于其他的编码与温度特性的关系，大家可以参考表2-1。

例如，X5R的意思就是该电容的正常工作温度为-55°

C~+85°

C，对应的电容容量变化为±

15%。

表2-1电容的温度与容量误差编码2.4.1.电感的等效电路不难想象，导线的本身存在一定的电阻，相邻量个线圈之前存在一定的电容，于是，我们得到如图2-5所示的电感的等效电路。

其中Rs为导线存在的电阻，L为电感自身的感值，C是等效电容。

电感的电感量－频率曲线与电阻的阻抗－频率曲线颇有些相似，这与它们具有类似的等效电路有直接关系。

读者可自行分析电感的频率特性曲线。

图2-5电感的等效电路

2.4.2.电感的Q值电感的感抗与串联电阻Rs的比值称为电感的Q值，即Q=X/Rs与电容类似，Q值越大，则电感的质量越好。

如果电感是一个理想电感，那么Q值应该是无限大，但是实际中不存在理想的电感，所以Q值无限大的电感是不存在的。

在低频情况下，电感的Q值非常大，因为这个时候Rs只是导线的直流电阻，这是一个很小的值。

当频率升高时，电感的感抗X会变大，所以电感的Q值会随着频率的提高而增大（这个时候趋肤效应还不明显）；

但是，当频率提高到一定的程度的时候，趋肤效应就不可忽视了，这时串联电阻Rs会随着频率的提高而变大，同时串联电容C也开始发挥作用，从而导致Q值随着频率的提高而降低。

图2-6给出了某公司的一款电感的Q值与频率的关系。

图2-6某公司的电感的Q值与频率变化关系曲线为了尽量增大电感的Q值，在制作电感时，我们通常可以采用以下的几种方法：

使用直径较大的导线，可以降低电感的直流阻抗；

将电感的线圈拉开，可以降低线圈之间的分布电容；

增大电感的磁导系数，这通常用磁芯来实现，如铁氧体磁芯。

其实，电感的手工制作，是射频工程师的必修课，但是这部分内容比较复杂，本文暂不进行讨论，感兴趣的读者可以查阅相关文献。

3RFDebug经验分享

3.1.某无线AP2.4GHzChain0无输出功率在一次对某无线AP（双频大功率11n无线AP）的测试过程中，突然听到一声清脆悦耳的破裂声，随后看到一缕青烟缓缓的从板子上升起（可惜没看清具体是哪个位置），周围便迅速充满了令人不爽的焦臭味，VSA（VectorSignalAnalyzer，矢量信号分析仪）上的功率也跌落至0dBm以下。

稍微有点经验的人都可以得出一个结论：

“有东西烧掉了”。

没有输出功率，可想而知，一定是Tx回路的某个器件损坏了，但是究竟是哪个呢？

首先采用目测法（所谓目测法就是直接用眼睛观察元器件的外观，查看是否有破裂或者烧焦的痕迹），结果没看出来。

然后采用“点测法”，这时候你可能会问：

“什么是点测法呢？

”点测法就是用探针或探棒直接检测待测点的信号状态，常用于时域信号检测，如示波器，但是由于WiFi产品的工作频率较高，一般会通过频域进行信号检测，也很少使用点测法进行检测。

实践证明，点测法是一种确定RF问题所在的快速有效的手段。

说起点测法，不得不说说简易探针的制作。

取一条SMACable（如图3-1所示），将其一端的SMA连接器去掉（不可以将两端的都去掉），剥去长度1~2cm屏蔽层，使其芯线露出。

这样，一段普通的SMACable就此华丽转身，升级为点测探针，成为一种检测利器，也成为了RF工程师的好助手。

3.2.输出功率过大现象：

输出功率超级大，星座图一片模糊，无法解调。

这是一个稍显复杂的问题。

我们知道，Atheros的方案都会有输出功率的控制部分，也就是让TargetPower和实际功率值相一致，这是如何实现的呢？

我们将AP96的2.4GHzPA部份电路取出进行研究，如图3-2所示。

图3-22.4GHzPA电路在图3-2中，U27及其外围电路组成了功率放大器，经过C208和R263送至后续的电路。

图中的PC1是一颗印制定向耦合器，其3，4两脚的电压随着输出功率的增大而增大，L18，L19，D1，C217和R248组成了半波整流电路，将定向耦合器感应到的电压变为直流电信号，并送至Transceiver检测，也就是AR9223_PDET_0这个网络。

这样，Transceiver就可以随时知道当前的输出功率，功率与电压值的关系是在Calibrate的过程中建立的。

板子经过Calibrate并LoadEEPROM之后，我们用ART进行ContinueTx，这时，板子会按照我们设定的TargetPower打出信号，Transceiver会提高自身的输出功率直至与Calibrate过程中记录的对应的那个电压值（AR9223_PDET_0）一致。

这时我们回到一开始的问题“输出功率超级大，星座图一片模糊，无法解调”，怎么回事？

肯定是Transceiver无法得到正确的那个电压值，所以只能一直提高自身的输出功率直至PA的输出功率达到饱和。

检查L19，L18，D1，C217，R248，发现D1已开路，换一颗新的二极管，恢复正常。

这里需要指出的是，采用定向耦合器进行输出功率控制是Atheros特有的一种方法，Broadcom和Ralink中至今还未看到采用这种方法的。

另外，PA的本身一般都会内置功率检测单元，并通过一个引脚出来，通常成为V_DET。

3.3.某无线网卡静态发热严重现象：

某无线网卡上电后，不做任何操作，四颗PA就发出很大的热量，PA的表面温度很高，很烫手。

第一判断就是PA并不是处于真正的“静态”，它们正在偷偷地工作！

那么，如何验证呢？

拿来PA（SKY65137-11）的Demo板，用PowerSupply供电，以便观察其消耗的电流。

上电，发现消耗的电流几乎为零，并不会出现发热的现象，与该无线网卡的情况不一样。

研读SKY65137-11的Datasheet，一个关键的引脚PA_EN引起了我的注意，这个引脚就是PA的使能引脚。

在上电情况下，将此引脚拉高至3.3V，发现5V消耗的电流剧增，随之散发出大量的热，PA的表面温度立刻上升。

将PA_EN与3.3V断开，5V消耗的电流随之下降，这时，用手触碰PA_EN引脚，发现5V消耗的电流在发生跳动，这说明人体感应到的微弱电信号足以使PA处于“Enable”状态，同时说明，PA_EN是一个很敏感的引脚，很微弱的信号就足以触发。

分析该无线网卡的SKY65137-11单元电路，如图3-3所示（不包括LevelShift）。

图3-3SKY65137-11单元电路很容易发现，SKY65137-11的PA_EN这个引脚是通过一个LevelShift电路直接与AR9220的控制引脚进行连接，这样，AR9220控制引脚的微弱扰动就可以触发PA，所以会导致静态情况下PA发热。

解决办法：

在PA_EN引脚处用一颗10K电阻下拉倒地，使常态下PA处于关闭状态。

通过上述办法，解决了PA的发热问题

3.4.某无线网卡Calibrate不准现象：

该无线网卡经Calibrate之后，实际输出功率与TargetPower不一致。

首先经过排查，确定不是CableLoss与ART的设定问题。

该无线网卡的RF部份是我们自主设计的，有太多不确定的因素，这里不进行深入的分析。

在3.2中已经讨论过，Atheros的方案通过检测PA的输出功率对应的电压值来实现输出功率的稳定；

静态情况下，若PA无输出功率，则对应的电压值为零。

通过检测，发现SKY65135-21（2.4GHzPA）在静态下输出的V-Detect并不是零，而是零点几伏的电压值，这可能是PA自身的问题造成的，也正是这个原因，导致了该无线网卡的Calibrate不准的问题。

我们都知道二极管的单向导电特性，为了防止该无线网卡的2.4GHz与5GH频段在Calibrate过程中相互影响，可以通过二极管将其分开。

在该无线网卡后续的版本中，我们就是采用了这种方式，可以很好的解决Calibrate不准的问题。

3.5.某无线AP无输出信号现象：

ART运行一切正常，用VSA观察，无任何输出信号。

回忆3.1中讲解的内容，我们提到了点测法，个人认为，点测法是解决类似这种问题的最快手段，在使用ART进行ContinueTx的情况下，使用探针依次检测Transceiver输出端，PA输入端，PA输出端，低通滤波器输出端，T/RSwitch输入端及T/RSwitch输出端，一般来说，检测这些点已经足够了。

按照上述的方法，我们依次检测Tx回路的各点（以2.4GHz链路0为例），如图3-4所示。

图3-42.4GHz0链路检测点在实际的检测过程中，发现在T/RSwitch输入端有信号，也即C379处有正常的RF信号，但是在T/RSwitch输出端无信号，查阅T/RSwitchuPG2179的Datasheet，发现，此时的控制信号与预想的不符，细节部分读者请参阅uPG2179Datasheet与AR9280（此项目的Transceiver）的参考设计。