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计算机控制课程设计

目录

第一章：

绪论1

1．课程设计的背景1

2．课程设计的意义2

3．本设计的具体方案3

第二章：

系统结构及控制原理4

2.1．逆变电源主电路结构4

2.2．控制电路框图6

第三章：

SPWM原理及实现方法7

3.1．SPWM（PulseWidthModulation）脉宽调制7

3.2．基于C8051F120的SPWM波形产生及软件编程10

3.21C8051F系列单片机PCA简介10

3.22SPWM波形生成方法11

3.24程序流程13

3.3反馈控制方式及PI参数整定15

3.4.系统整体软件17

第四章：

仿真与实验结果对比18

第五章：

结论20

参考文献:

21

第一章：

绪论

1．课程设计的背景

随着信息技术的发展，逆变电源越来越广泛地应用于银行、证券、军事，医疗、航空航天等领域，早期的逆变电源，只需要其输出不断电稳压稳频即可,今天的逆变电源除这些要求外,还必须环保无污染，即绿色环保逆变电源。

同时随着网络技术的发展,对逆变电源的网络功能也提出了更高的要求。

高性能的逆变电源应该满足高的输入功率因数，较低低的输出阻抗，快速的暂态响应，稳态精度高稳定性高，效率高，可靠性高，电磁干扰小，智能化完善的网络功能。

正弦脉宽调制（SPWM）技术已在交流调速、直流输电、变频电源等领域得到广泛应用,为了提高整个系统的控制效果,高性能SPWM脉冲形成技术一直是人们不断探索的课题。

采用模拟电路和数字电路等硬件电路来产生SPWM波形是一种切实可行的方法,但是这种实现方法控制电路复杂、抗干扰能力差、实时调节较困难。

模拟控制存在很多固有的缺点，因为采用大量的分散元件和电路板，导致硬件成本较高，系统的可靠性下降，由于人工调试器件的存在，如可调电位器,导致生产效率降低及控制系统的一致性差。

器件老化和热漂移问题的存在，导致逆变电源的输出性能下降,甚至导致输失常。

产品二次优化困难，对采用模拟控制的同种逆变电源，如果不改动硬件,要完成升级是不可能的,每一个新型模拟控制的逆变电源都要求重新设计和制造控制系统。

模拟控制的逆变电源的监控功能有限,一旦出现故障，要想恢复正常则必须到现场检查维修。

近年来,人们提出了由单片机、DSP等微控制器来实现SPWM波形的数字控制方法,由于微控制器内部集成了很多控制电路,比如定时器、电路、可编程计数器阵列等,所以使得这种实现SPWM的方法具有控制电路简单、运行速度快、控制精度高、抗干扰能力强等优点。

数字化、网络化已经成为信息社会的主流，伴随着高性能的控制器的出现，逆变电源的全数字控制已成为现实。

能够实时地读取逆变电源的输出,并实时地计算出输出值,使得一些先进的控制算法应用于逆变电源的控制也成为可能。

对于构建逆变电源的大量非线性电子元件的负载状况，可以针对非线性负载动态变化产生的谐波进行动态的补偿，从而使得输出谐波达到了可接受的水平。

数字化是逆变电源发展的主要方向，但也存在着挑战,因为模拟控制中存在的许多问题有待于数字控制来解决。

2．课程设计的意义

逆变电源采用数字控制技术具有以下的明显优点：

1．设计方面

传统的逆变电源设计零部件较多元器件易受损,增加维修和维护的工作量，而采用单片机技术设计的逆变电源，已完全数字化，故零部件少、精度高，核心部件的维护和维修变得更为容易。

2．输出电压的稳定性

输出电压的稳定是所有逆变电源共同目标,在实际应用中，断电、停电所造成的危害比电压的不稳定要小,所以更高的用电稳定要求是供电安全的核心。

3．输出电压波形失真度

设备间因负载形式或负载变动产生的逆变电源输出失真在传统的逆变电源中体现明显,由此造成电源端的“二次污染”,失真严重时还会使电压值下降、设备电源供应器负担增加、功率损失且产品寿命减少。

采用单片机技术的逆变电源失真度可小于3%。

4．超载输出能力

传统的逆变电源,一般不能满载或超载运行，否则逆变电源的故障率会明显增多,且许多情况下不具备短路保护，断路切换等功能。

采用单片机技术的逆变电源适合各种形式负载包括启动时产生的超载情况。

5．体积

采用单片机技术的逆变电源在同等类型的产品中体积最小,重量最轻而且系统的一致性更好，制造方便且生产成本更低。

3．本设计的具体方案

本设计以C8051F120为控制核心，采用单极性SPWM技术，选取IGBT功率模块作为开关元件。

C8051F120通过片内PCA模块产生SPWM控制波形，通过片内A/D转换模块实现对输出电压的采样，经过电压单闭环PI控制，将反馈信号与给定基准电压进行比较得调节系数，输出带有死区的SPWM控制波形，经过隔离功率驱动模块放大，驱动单相逆变器开关元件输出电压。

实验结果证实了利用C8051F120实现SPWM波形的可行性和有效性

第二章：

系统结构及控制原理

2.1．逆变电源主电路结构

逆变电源的主电路一般采用MOSFET、IGBT等大功率晶体管。

在从整流器或蓄电池输入直流电源后利用功率模块的开关功能，进行经过一系列的电压调制、控制、滤波等向负载符合要求的交流波。

它一般由IGBT或大功率的晶体管主电路、逆变输出变压器、交流滤波器和各种控制电路组成。

本文设计的单相正弦逆变电源可等效为下图的系统模型。

图3-4桥式变换器主电路图

。

图中的E为直流母线电压，T1-T4为IGBT变流模块、电感L来自输出变压器的漏感，C为输出滤波电容。

输出滤波电容与电感L组成了二阶输出滤波器用以以滤除逆变输出SPWM波中的高次谐波。

其中,全桥逆变器、LC滤波器和负载组成了逆变系统中的被控对象。

整流桥对角的两个IGBT作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将处于断丌状态。

四个开关导通（或关断）占空比值均相等。

在给T1,T4加触发脉冲，IGBT导通，电流流过T1的漏极，经过输出滤波电路回到T4的漏极。

当T2,T4加触发脉冲时，此时T1,T4的触发脉冲消失，T2和T3这两个IGBT导通，但不能立即导通，先经过二极管续流，等电流下降到零时再开始导通。

另外，这四个二极管还有限制过电压的作用。

交流输入电压经过共模抑制环节后，再经过工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V（50Hz／220V交流输出时）。

DC．AC变换电路采用全桥变换电路。

为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离过流保护电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够IGBT允许的过流时时间内将其关断。

在单相正弦逆变电源中,逆变器要把市电经整流滤波后得到的直流电或者由蓄电池提供的直流电。

重新转化为频率非常稳定，稳定电压受负载影响小的波形，畸变因数满足负载要求的交流正弦波。

目前在单相正弦逆变电源的逆变器中普遍采用脉冲宽度调制（SPWM）技术来实现将直流电重新变成交流电的目的。

脉宽调制技术可以极其有效地进行谐波抑制在频率、效率各方面有着明显的优点，使逆变电路的技术性能与可靠性得到了明显的提高。

所谓脉宽调制技术,就是在周期不变的条件下利用改变脉冲宽度或用占空比表示甚至可以将脉冲波形斩切为若干段,以达到抑制谐波目的的一种方法。

采用脉宽调制技术方式构成的逆变器其输入为固定不变的直流电压,山于这种逆变器,只有一个可控的功率级,简化了主电路和控制回路的结构，因而体积小、重量轻、可靠性高。

又因为集调压、调频于一身所以调节速度快、系统的动态响应好。

此外采用脉宽调制技术不仅能够提供较好的逆变器的出电压和电流波形,而且提高了逆变器对交流电网的功率因数。

2.2．控制电路框图

为了保证电源输出的稳定，采样负载端电压的瞬时值构成电压单闭环反馈对系统进行实时的控制。

控制电路的框图如图3-5所示。

图3-5控制系统方框图

反馈采样输出电压的瞬时信号,与软件提供的参考电压Vr比较，电压调节器采用比例积分调节。

数字PI算法完全通过C8051F120数字实现，与传统的模拟控制方式相比具有无温漂、干扰等问题

第三章：

SPWM原理及实现方法

3.1．SPWM（PulseWidthModulation）脉宽调制

逆变器的脉宽调制技术PWM（PulseWidthModulation）是用一种参考波（通常是正弦波，有时也用梯形波或方波等）为“调制波”（modulatingwave），而以N倍于调制波频率的正三角波（有时也用锯齿波）为“载波”（carrierwave）。

由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此，它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来等效调制波。

用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电，这一种技术就叫做脉宽调制技术。

当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按照正弦函数规律变化，这种调制技术通常又称为正弦波脉宽调制（SinusoidaPWM）技术。

工程实际中应用较多的是就是正弦法。

三角波调制法是目前逆变电源中应用较多的产生SPWM波的方式,它是建立在每一个特定时间间隔内能量等效于正弦波所包含的能量的概念上发展起来的一种脉宽调制方式，图3-1表示三角波调制法的能量等效图。

图3-1SPWM波原理

为了得到接近似于正弦波的脉宽调制波形，我们可以将正弦波的一个周期在时间上划分为等分N（N是偶数）,每一等分的脉宽都是2PI*N。

这样就可以分别计算出在各个时间间隔中所包含的面积。

在每个特定的时间间隔中我们都可以用一个脉宽与其对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。

但其脉冲幅度都等于的一个矩形脉冲来分别代替相应的正弦波部分。

这样的个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。

一般SPWM波形的产生有以下几种方法：

自然采样法、等效面积法、规则采样法、低次谐波消去法等。

.1.对称规则采样法

对称规则采样法是从自然采样法演变而来的，它由经过采样的正弦波（实际上是阶梯波）与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。

这种方法只在三角波的顶点或底点位置对正弦波采样而形成阶梯波。

对称规则采样法原理图如图3-2所示。

图3-2生成SPWM波形的不对称规则采样法

图3-1生成SPWM波形的对称规则采样法

若以单位量1代表三角载波的幅值Uc，则正弦调制波的幅值Ur就是调制比a。

图中的三角波和正弦波都是经过向上平移单位量1得到的，与过横坐标轴得到的结果一致。

。

利用底点采样，根据相似三角形原理，可得如下关系式：

（1）

式中：

a是调制比，0≤a<1,ω为正弦信号波角频率,td为在三角波的负峰对正弦信号波的采样时刻；δ是A相开通时刻脉冲宽度；Tc为三角波载波周期。

因此可得A相开通时刻的脉冲宽度：

δ=Tc（1+asinωtd）/2

（2）

ωtd=（k+3/4）2π/N（k=0，1，2….N-1）（3）

式中：

N为载波比，N/2π三角波周期Tc所对应的弧度，K为一个周期内采样计数值。

2.不对称规则采样法

不对称规则采样法采用在每个载波周期采样两次，即在三角波的顶点位置采样，又在三角波的底点位置采样，这样形成的阶梯波与正弦波的逼近程度会大大提高。

不对称规则采样法生成SPWM的原理图如图3-2所示。

根据相似三角形原理，可得如下关系式：

（4）

（5）

式中:

ta为在三角波的正峰值对正弦信号波的采样时刻，tb为在三角波的负峰值对正弦信号波的采样时刻；δ+δ’是A相开通时刻脉冲宽度；Tc为三角波载波周期。

因此可得A相开通时刻的脉冲宽度：

ωta=（k+1/4）2π/N（k=0，1，2….N-1）（6）

ωta=（k+3/4）2π/N（2k为一个周期内采样计数值）（7）

本设计中采用了C8051F120作为主控芯片，为了算法实现的简便选择了对称规则采样法。

3.2．基于C8051F120的SPWM波形产生及软件编程

3.21C8051F系列单片机PCA简介

C8051F系列单片机都具有一个可编程计数器阵列PCA，以C8051F040为例，PCA包含1个专用的16位计数器/定时器和6个16位捕捉/比较模块，可以输出6路PWM波形。

如图2所示，16位PCA专用计数器/定时器的时基信号可有多种选择，可通过配置相关的系统控制器的特殊功能寄存器（SFR）来实现。

每个捕捉/比较模块有自己的I/O线CEXn，可通过配制交叉开关寄存器（XBR0）将每个模块的I/O线连接到端口I/O；每个模块都可配制为独立工作，有六种工作方式：

边沿触发捕捉、软件定时器、高速输出、频率输出、8位脉宽调制器和16位脉宽调制器。

PCA结构如下图。

图3-3PAC结构图

3.22SPWM波形生成方法

利用C805F120的PCA计数器产生SPWM波形的基本原理是：

在高速输出并且允许CCF中断方式下，不断在CCF中断服务程序中将事先计算好的SPWM波形的脉冲宽度累加到捕捉/比较模块寄存器PCA0CPn（高8位PCA0CPHn和低8位PCA0CPLn）中，这样在捕捉/比较模块寄存器和计数器/定时器相匹配时就得到相应的SPWM波形不断交替的高低电平。

图3-4中，l0、h0,l1、h1…lmax、hmax是由软件实时计算好的一路单极性SPWM波形的高、低脉冲宽度，其中l0=l0＇+T/2。

由于输出的是频率可变的SPWM波形，既调制波频率可变，所以在不同的频率段设置有不同的载波比N，从而max的值只是相对固定的。

图3-4SPWM波形示意图

为了实现以上SPWM波形产生方法，需要设置与PCA工作有关的特殊功能寄存器。

具体如下：

　　1）设置方式选择寄存器PCA0MD。

　　2）初始化捕捉/比较寄存器PCA0CPHn（高字节）和PCA0CPLn（低字节）。

　　3）设置捕捉/比较模式寄存器PCA0CPMn。

　　4）初始化计数器/定时器PCA0H（高字节）和PCA0L（低字节）。

　　5）设置控制寄存器PCA0CN。

最小脉冲问题分析:

由于硬件原因，任何微控制器都不能输出宽度无限小的脉冲，这就使得理想SPWM脉冲序列中小于一定宽度的窄脉冲不能正常输出，即最小脉冲问题。

　　对于C8051单片机，它的PCA所能输出的最小脉冲取决于其中断服务程序执行的时间，所以其最小脉冲问题不容忽视。

解决该问题的具体方法有：

①采用汇编语言编写中断服务子程序并且应用最精简省时的指令，减小最小脉冲的宽度；②在计算SPWM波脉冲宽度时，对宽度小于PCA所能输出最小宽度的脉冲进行修正，使它们的宽度为最小脉冲的宽度；③限制调制比M，使SPWM脉冲序列中不会含有过多的小脉冲。

3.24程序流程

主程序流程如图4所示，在系统初始化过后首先通过键盘设置输出频率，然后进入SPWM脉宽计算程序，根据所设置频率选择调制比N，计算脉宽并确定max。

在SPWM输出程序中，对PCA特殊功能器进行设置并启动计数器运行，开始输出SPWM波形。

在中断服务程序中，首先根据CCFn的值来判断发生匹配的捕捉/比较模块，然后根据该模块CEX引脚上的电平状态判断是将SPWM波形的高电平脉宽值还是低电平脉宽值累加到捕捉/比较模块寄存器上；同时，根据脉宽数据指针与max是否相等来确定一个SPWM周期的结束和下一个周期的开始，以便正确载入对应数据。

当载波比N发生变化时，max的值会发生变化。

应该注意的一点是，CCFn位和CF位（计数器/定时器溢出标志）由硬件置位，但不能由硬件自动清0，必须在中断程序中用软件清0。

由于硬件原因，任何微控制器都不能输出宽度无限小的脉冲，这就使得理想SPWM脉冲序列中小于一定宽度的窄脉冲不能正常输出，即最小脉冲问题。

图3-5SPWM程序流程图

对于C8051单片机，它的PCA所能输出的最小脉冲取决于其中断服务程序执行的时间，所以其最小脉冲问题不容忽视。

解决该问题的具体方法有：

①采用汇编语言编写中断服务子程序并且应用最精简省时的指令，减小最小脉冲的宽度；②在计算SPWM波脉冲宽度时，对宽度小于PCA所能输出最小宽度的脉冲进行修正，使它们的宽度为最小脉冲的宽度；③限制调制比M，使SPWM脉冲序列中不会含有过多的小脉冲。

在本设计中全部程序C语言编写，经过测试所能产生的最小脉冲宽度可为2us,能够满足系统的要求。

3.3反馈控制方式及PI参数整定

1.反馈控制方式

采样反馈闭环控制：

在单片机电压采样的A／D反馈控制策略上，如果每次采样后均对输出电压幅值进行调节，会造成输出电压稳定性变差。

因为程序在运行时，当采样后的反馈数据超过参考电压偏差允许范围时，就会根据这偏差去调节调制比ma，然后根据新的调制比ma重新计算SPWM脉宽，最后先停止运行旧的SPWM脉宽数据，重新装载新的SPWM脉宽数据。

在这个调节过程中，就会使相邻输出周波在转换之间有很小的延迟，输出波形频率出现波动。

为了改善这一状况，并保证输出电压的稳定和快速响应，取多次采样反馈值后求其平均值，利用平均值对输出电压幅值进行调节，这同时可减少误调节现象的发生。

当平均值在参考电压允许范围内变化时，调制比ma不变，输出电压幅值不变；当平均值超出参考电压允许范围时，调节调制比ma来调节输出电压幅值。

2.PI参数整定

通过调整PID的三个参数Kp（比例系数）、（积分系数）、Td（微分系数），将系统的闭环特征根分布在S域的左半平面的某一特定域内，以保证系统具有足够的稳定裕度并满足给定的性能指标。

本系统采用PI调节，参数整定方法采用扩充临界比例法（齐格勒—尼柯尔斯法）。

其整定步骤如下：

（1）选择合适的采样周期。

选取采样对象的周期的1/10以下，用Tmin表示。

（2）用上述的Tmin，仅让控制器作纯比例控制，逐渐增大比例系数Kp，直至使系统出现等幅振荡，记下此时的比例系数Kr和振荡周期Tr。

（3）选择控制度。

控制度为数字控制系统误差平方的积分与对应的模拟控制系统误差平方的积分之比。

对于数字系统可用计算机计算。

通常，当控制度为1.05时，就认为数字控制与模拟控制效果相同。

当控制度为2时，数字控制比模拟控制的质量差一倍。

（4）选择控制长后，按下表求得周期T、比例系数Kp，积分时间常数Ti。

（5）按求得的参数运行，在运行中观察控制效果，用试凑法进一步寻求更为满意的数值。

扩充临界比例法整定计算公式表如表1所示。

表中同时给出了模拟方法和临界比例度法的相应参数，供参考。

3.4.系统整体软件

本系统软件按照模块化设计思想编写，用主程序来调用模块化的中断子程序。

主程序用于调用初始化程序、中断子程序等，程序框图见图4（功率保护及故障关断程序框图省略）。

图3-6软件设计流程图

第四章：

仿真与实验结果对比

本电源主电路设计包括整流电路、Buck降压电路以及全桥逆变电路，其仿真模型参照图1，仿真采用软件为OrCAD10.5。

为了仿真的真实性，在输入电压220V/50Hz中加入了2次，3次和5次谐波。

图1中仿真的输入电压信号中包括了加入的几次谐波。

要求输出电压为0～120V的交流电压，则全桥逆变电路输入电压最大为170V，考虑20％的裕量，即为Buck电路最大输出电压为204V。

Buck电路输入电压为整流桥的输出电压，为VS≈311V。

则仿真中Buck电路开关最大占空比Dmax为：

Dmax＝Vo/Vs=204V/311V≈0.65

逆变桥电路控制信号的产生：

正弦信号与三角波信号在电压比较器中进行比较，产生正负高低不同的脉冲电平，输入逻辑电平比较器中（输入电平大于0时产生20V电平，输入电平小于0时产生0电平），逻辑电平比较器的输出作为全桥逆变电路开关的驱动信号。

该全桥逆变电路采用单极性SPWM控制方式，所以仿真中用到两路正弦信号和输出逻辑电平比较器。

两个逻辑电平比较器产生互补的正弦脉冲信号。

图5为仿真得到负载端的正弦信号波形。

经C8051F120产生SPWM控制信号控制全桥逆变电路，在电源输出端得到的电压波形如图6所示。

由仿真结果以及实验结果的比较可以看出，硬件实验电路产生了理想的正弦波电压，实验结果表明，设计的电路工作稳定，输出波形平滑，具有良好的正弦度。

实验中调压效果良好，与传统的模拟方式相比，该设计在精度、体积以及重量上有着明显的优势。

图4-1仿真输出的电压波形

图4-2输出空载电压波形

第五章：

结论

随着电力电子技术的发展，它的应用领域日益广泛，其中在电源领域取得了长足的发展，现代开关稳压电源己经广泛应用于基础直流电源及交流电源等。

随着科学技术的发展，对电源技术的要求越来越高，规格品种也越来越多。

在铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时，将给电网注入大量的谐波，导致电源电压波形畸变，这样的供电电压波形对于一般的电力用户是无法接受的，更不用说随作为检修、测试的电源。

本文所设计的逆变电源正是根据现实需求所提出的要求而设计的（在上述背景下）。

在论文中对此逆变电源的主电路拓扑、工作原理和控制方法给出了详细的分析，对一些设计参数的计算公式从理论上给出了推导过程。

通过计算机就一输入为正弦220V／50Hz（含有2次、3次、5次及7次谐波）、方波311V／50Hz的电路进行了仿真。

设计并实验了输出电压为正弦220V／50Hz的电路。

仿真及实验结果验证了理论分析的正确性和主电路拓扑方案的可行性。

利用C8051单片机产生SPWM波形是一种简单易行的方法，具有运算精度高、实时调节性强的特点。

同时，通过改变SPWM波脉宽计算的方法，可以方便地实现双极性SPWM波形。

这种方法适合于对输出SPWM波形的极性、路数和频率有不同要求的场合。

实验表明，本文所设计的逆变电源是切实可行的，可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近，作为对电网输入电压要求较高的一类负载（如检修、测试设备）的电源。

参考文献:

[1]李自成等.基于87C196MC形成SPWM波的研究[J].高电压技术，2004（12）：

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[2]卢慧芬.基于DSP的SPWM控制波形生成的一种方法[J].机电工程，2002（5）：

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[3]李刚,林凌.与8051兼容的高性能、高速单片机——C8051Fxxx.北京:

北京航空航天大学出版社,2002