《光电子应用系统课程设计》详细教案Word文档格式.docx

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D.实际调试所设计的电路，并总结调试过程中应注意的细节问题。

2．光电微弱信号放大电路设计

A.应用低噪声集成运放LF353的APart设计一微弱信号放大电路，用于2CU2D型光电二极管输出的微弱电流信号前置放大。

B.放大倍数1000～2000可调，且输出要求除去1/f低频噪声。

C.简要说明设计原理。

3．多重反馈有源带通滤波器设计

A.结合前置放大器，利用运放uA741设计一个二阶有源低通滤波器对放大电路输出的信号进行滤波。

B.滤波器要求品质因素Q为10，中心频率f0为5KHz，中频增益H为5。

C.给出滤波器设计参数的详细计算过程；

D.要求利用其中一个可调电阻调整中心频率f0，其余元件参数固定。

4．光电报警电路设计

A.在已经设计出的HG412A砷化镓发光二极管光源和微弱信号放大器和带通滤波器滤波器的基础上，利用集成运放LF353的BPart和普通红色发光二极管，设计一个光电报警电路。

B.要求当电路未接受到5KHz光脉冲时点亮红色发光二极管，正常接收5KHz光脉冲时发光二极管不点亮。

三.基本原理

1．发光二极管调制电源

用555定时器构成多谐振荡器电路如图1所示。

电路没有稳态,只有两个暂稳态，也不需要外加触发信号，利用输出端OUT的高电平通过可变电阻R1向电容器C1充电，使UC1逐渐升高，升到2VCC/3时，输出端OUT跳变到低电平，电容器C1通过电阻R1向输出端OUT放电，使UC1下降，降到VCC/3时，输出端OUT跳变到高电平，输出端OUT又通过R1向电容器C1充电。

如此循环，振荡不停，电容器C1在VCC/3和2VCC/3之间充电和放电，输出端OUT输出连续的矩形脉冲。

由于充放电通道相同，所以输出的波形占空比为50％。

图1发光二极管调制电源原理图

输出信号脉宽周期T的计算公式如下：

因此输出的矩形脉冲的频率为：

调节R1的大小即可调节输出的频率。

此处C1固定为0.2uF，通过计算可知，7KHz输出频率对应的R1约为0.5K，5KHz输出频率对应的R1约为0.7K，3KHz输出频率对应的R1约为1.2K。

因此R1选用2K大小的可调电阻。

用NE555组成振荡器来驱动发光管时，要注意发光管上一定要串联一个限流电阻。

使输出电流小于或等于发光管的最大正向电流IF。

若振荡器的输出电压为VO，则限流电阻R2取值为：

设输出VO高电平为5V，则R2应不小于116Ω，如果输出为12V（VCC为12V），则R2应不小于350Ω，因此R2取0.4K，为了调节发光管的输出功率，采用2K的可调电阻R3的来控制发光管输出功率，因此最小输出电流为4.375mA。

课程设计考查点：

1.50％占空比，即电路结构

2.输出频率调节范围

3.二极管限流电阻

4.输出功率可调

2．微弱信号放大电路

由于光敏二极管在工作时近似于一个电流源Is，因此在进行微弱电流信号放大时必须考虑如何进行I-V转换，有两种方法进行转换，一是直接电阻转换，即电流源连接电阻R，然后与取R上的电压进行放大；

二是采用跨阻放大的方法进行I-V转换。

采用直接转换的方法时，如果Is不是一个理想的电流源，则R不能获得所有的电流；

另外如果R后面接放大器时，放大器的内部电阻是和R并联的，这将使得Is流过的等效电阻变得不确定。

因此通常不采用直接电阻转换的方法。

采用跨阻放大的方法，如图所示，Is全部流过反馈电阻Rf，与负载的大小无关，所以就能正确地从电流信号转换为电压信号。

在此类应用中，OP放大器的偏流Ib与信号一起流过Rf，再考虑到偏置电压Vio，输出为：

因此Rf不宜过大，否则放大器的偏流将在Rf上行程较大的偏压，当需要更大的转换电阻时，可以考虑采用T型网络的方法来提高放大倍数，同时避免过大的输出偏压。

U3和U2组成高通滤波电路是为了在测量中除去电路中的1/f低频噪声，根据3dB截止频率fc的估算公式1/2лRC，C1取0.1uF，R3取1KΩ，3dB截止频率约为1.6KHz。

参考：

光敏二极管通常温度系数比较大，故很少用于光强的精确测量。

光敏二极管的等效电阻室温下比较大，约为1000M，温度升高10度减少一半。

等效电容随结面积和二极管偏压变化，零偏压下典型值50pF。

光伏模式：

零偏置，无暗电流，线性度好，低噪声（热噪声，等效电阻引起），精密应用

光导模式：

反偏置，有暗电流，非线性，较高噪声（热噪声＋散粒噪声，导电引起），高速应用

对放大器的要求：

高阻应用中，放大器偏流必须很小，精确测量数十pA范围的光电二极管电流，运放的偏流不应大于数pA。

OP07偏流高达4000pA，带偏流补偿的超β双极型运放OP97在室温下偏流约为100pA，适用于高温场合。

所以通常选择带FET输入的静电计级运放，但只能工作于有限温度范围内，如AD549，AD645，AD795等，采用JFET输入级，BiFET工艺，将失调电压和失调电压漂移减至最低。

工艺要求：

1.另外必须注意实际电路中潜在的泄漏路径：

在＋125度时，长1英寸的PCB上相隔0.05英寸的平行导电印制线具有大约1011欧姆的泄漏电阻，若两条印制线之间存在15V电压，将有150pA的电流流动。

2.反馈电阻应用玻璃绝缘的陶瓷电阻或玻璃上的薄膜电阻。

3.补偿电容应具有聚丙烯或聚苯乙烯介质。

4.连线足够短，电缆尽可能采用聚四氟乙烯绝缘。

5.将放大器的输入与印制电路板上的大电压梯度进行隔离，减少寄生泄漏电流。

保护措施是一种环绕输入线路的低阻抗连接，通过将泄漏转移到远离敏感节点的方法来缓冲泄漏。

6.对于偏流极小的应用场和，如利用输入偏流为100fA的AD549的场合，所有与该运放输入端的连线都应接到没有玷污过的聚四氟乙烯隔离绝缘端子上。

而不穿过印制电路板上的通孔，印制电路板本身需要仔细清洁，然后用优质共形涂覆材料加以密封，防止湿气和灰尘侵入。

7.整个电路应当用接地金属屏进行良好屏蔽，以防止接受杂散信号。

失调电压和漂移分析；

1.光敏二极管等效电阻随温度的变化对电路的直流噪声增益产生剧烈的影响。

2.电路每升高10度，偏流加倍。

3.热电势，不同温度下不同金属之间进行电气连接将产生热电势。

最好是相同材料，相同温度。

4.主要因素为偏流，因此最好降低放大器工作电压，降低输出驱动要求，采取散热措施。

5.输入失调电压可以通过外部失调调零电路。

带宽：

信号带宽由补偿电容决定，闭环带宽则由增益带宽积决定。

较小的补偿电容得到较大的信号带宽，但相位容限也相应减少。

低频增益由电阻决定，高频增益由电容决定。

增大补偿电容，降低高频噪声增益，降低信号带宽，但积分带宽增大，即闭环带宽增大。

后续增加简单的德滤波器就能显著降低输出噪声，主要是滤去了大部分闭环带宽内的噪声，此时电阻噪声和电流噪声便成为噪声主要来源。

噪声分析：

单极点带宽变成等效噪声带宽，需要乘上系数1.57（π/2），电阻器的热噪声为：

VR＝（4kTR）1/2，k为玻尔兹曼常数：

1.38*10-23J/K，＋25度时1k的电阻噪声谱密度为4nV/Hz1/2，其它电阻的热噪声可以通过将4nV乘以电阻值与1k之比的平方求得。

失调调零电路比失调调零脚的效果好，原因在于调零脚每调零1mV，失调电压的温度系数增加3uV/oC。

3．有源带通滤波器

在放大电路中限制通频带是抑制干扰和噪声很有效的一种方法。

信号功率往往只限在很窄的频率范围之内，而白噪声是系统中固有的噪声，其频谱范围很宽，如果信号放大过程中用滤波器仅滤出信号频谱能量，抑制其他频率的能量通过，则能显著提高系统信噪比。

电路如图所示，二阶有源滤波器的设计公式如下：

a）电路的电压增益

其中：

b）带通滤波器的中心频率f0

c）中频增益H

d）品质因素Q

e）带宽Δf

电容器比较难以调节，所以设计这种电路时，往往假设C＝C1＝C2，且C是某个实际固定值。

三个电阻R1、R2和R3对滤波器性能的影响如下式所示：

由上可知：

a）R1影响Δf和H

b）R2影响f0、Δf和H，但是对Δf和H的影响很小

c）R3只影响Δf

设计步骤如下：

a）根据放大器uA741在f0处的开环增益检查中频增益H的合理性

在f0等于5KHz时，开环增益Av约为500，而H＝5，因此H≈0.01Av（f0），这样，即使Av变化100％，也能保证H的变化不大于1％。

b）根据运放的输入偏置电流对R3进行估值

令C＝C1＝C2＝0.01uF，Q取10，由此对R3进行估值

若R3取63.7K，根据运放uA741的输入偏置电流Ib的求输出直流偏移Voo＝IbR3＝800nA×

63.7K＝51mV。

若输出信号在5V左右，则误差在1%左右。

c）计算R1

d）计算R2

e）验证H、Q和Δf

三、光电报警电路

电路如图所示，用LF353配置成一个比较放大器。

放大器的正端加2V的左右的偏压，负端加信号电压。

当光线未阻断时，从主放大器来的交流信号经二极管检波电路，再经C2低通滤波后得到直流电压，使后面的放大器负输入端电位大于（等于）正输入端电位，则放大器输出电压近似为零，LED管截止，不发光。

当光线被阻断时，信号消失，放大器只有正端加正电压，输出为正电压，LED管导通发出红色光以示报警。

C1和R1是承接主放大电路的高通滤波部分，其截止频率为

D1和R3组成二极管检波电路，同时R3作为C2的放电通道，D1导通时C2开始充电，设输入信号经高通滤波后通过二极管半波整流后的有效值为0.45Vrsm，Vrsm是输入脉冲幅度的最大值，此处设为4V，则C2充电的最终值约为0.45×

4＝1.8，考虑到R2对C2的放电效应，实际电压应该小于1.8V，此处估计C2的最终充电电压为1.7V。

在本设计中C2的放电时间显得更为重要，它决定了系统的时间灵敏度，如果光脉冲在被阻断的一瞬间，C2上的电压还没有降到预定值1V以下，则会出现漏报错误，根据5KHz的光脉冲频率可知光脉冲周期为0.2mS，每次留给C2的放电时间只有半个周期，即0.1mS，即在这个时间内C2上的2V电压无法通过R3放电而降到预定值1V以下，设灵敏度为10mS，即出现1mS的光脉冲被阻断，C2上的电压在T2=1mS的时间段放电至1V以下而发出警报，当C2取10uF时可知：

C2的充电电压达到1V时LF353组成的比较放大器发生翻转，C2充电电压达到1.6V左右时输出应该接近零，而图中反相放大倍数设计为－4，正相放大倍数为5，因此为了使输出端接近零，LF353的正相输入端电压大约为4×

1.7/5=1.36V。

由此可以大致确定R5和R6的值。

当光脉冲信号被阻断时，C2的电压近似为零（实际不为零），则LF353的输出应该在6.8V（1.36×

5＝6.8）附近，LED应该加上几百欧姆的限流电阻R7。

根据LF353组成的比较器可知，C2上的电压需要达到约1V才能使LF353输出翻转，因此充电时间为：

其中1.7V是C2的最终充电电压，RD为二极管的导通电阻，非常小，因为C2取值在uF量级，因此大致可以估计出充电时间T1在微秒（uS）量级以下。

充电时间的大小影响到系统从警报状态到警戒状态的恢复时间，还影响电路开启时进入警戒状态的时间，充电时间越快，进入警戒状态的时间越短。

四、实验仪器

1.示波器3台以上；

2.烙铁5把以上

3.直流电源3台以上

4.线材：

飞线、电源线若干