降压升压式LED恒流驱动概要Word下载.docx
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（3）输人电压范围宽度，在交流85一265V范围内具有良好的电压调整率和负载调整率。
有两种工作模式可供选择，分别连续模式（CCM）和不连续模式（DCM）。
（4）具有较强的抗干扰能力，且具备低功耗的特点。
Link-Switch-TN的工作频率为66kHz，频率抖动范围是4kHz，使用频率抖动技术能将电磁干扰降低约10dB，并能减小EMI滤波器的功耗。
内置功率MOSFET导通迅速且无过冲现象产生。
当负载端无载且输人交流电压为230V时，采用自供电降压电路的功耗仅为80mw，采用外部偏置电路时的功耗更低至12mw。
（5）保护功能完善。
芯片内部有短路后自动重启动的保护电路、开环故障检测及保护电路、限流保护电路和具有滞后特性的过热保护电路。
1.1.2Link-Switch-TN系列产品特色：
替代线性及电容降压式电源的低成本解决方案
成本最低、元件数目最少的降压型（BUCK）转换器方案
完全集成的自动重启动功能，用于短路及开环故障保护-节省了外围元件的成本
LNK302简化了控制器，不具备自动重启功能，从而降低系统成本
具有精确的限流点且工作在66kHz-可使用普通的1mH电感达到120mA的输出电流
严格的参数公差与微小的可以忽略不计的温度漂移
高达700V的击穿电压提供了良好的抵抗输入浪涌的能力
频率调制技术极大地降低了EMI（～10dB）-降低了EMI滤波器的成本
很高的过温关断保护点（最小+135℃）
与分立元件的降压型或无源元件电源方案相比具备更好的特性
支持降压（Buck）、降压－升压（Buck－Boost）及反激拓扑结构
提供系统级的过热、输出短路及控制环开路保护
既使采用典型的电路结构也可达到优秀的输入及负载调整率
高带宽提供了无过冲的快速启动
限流工作方式抑制了线电压的纹波
全球输入电压范围（85VAC至265VAC）
内置的限流点及具备迟滞特性的过热保护
与无源元件电源方案相比效率更高
相对于电容降压式方案其功率因数更高
可以完全实现电源的SMD生产
1.2LNK306
1.2.1LNK306的概述：
LNK306特别用来替代输出电流小于360mA的所有线性及电容降压式非隔离电源。
其系统成本与所替代的电源相等，但性能更好、效率更高。
LNK306在一片IC上面集成了一个700V的功率MOSFET、振荡器、简单的开/关控制电路、高压开关电流源、频率调制、逐周期的电流限制及过温保护电路。
器件在启动及工作期间的功率消耗直接由漏极引脚的电压来提供，因此在BUCK及反激式转换器中可节省偏置供电的相关电路。
在LNK304-306器件中完全集成的自动重启动电路在短路、开环的故障情况下，安全地限制了输出功率，减少了元器件的数目，降低了在系统级用于负载保护电路的成本。
如有必要，IC的自供电操作允许使用没有安规要求的光耦器作为电平转换，以改善输入电压调整率及负载调整率。
1.2.2LNK306的应用：
用于非隔离降压或升降压转换器,对线性/无源解决方案进行替换
LED驱动及工业控制
大型和小型家用设备
电表﹑定时器
恒流发光二极管照明设备
1.2.3LNK306的参数：
LNK306的参数
LNK306的基本参数
输出电压
12V
频率范围
62～70kHz
工作温度
-40℃～150℃
隔离输出
------
LNK306电流输出
230VAC±
15%
MDCM
225mA
CCM
360mA
85-265VAC
LNK306封装类型
P（DIP-8B）
G（SMD-8B）
D（SO-8C）
1.3LED
1.3.1LED概述：
LED作为固态光源，具有寿命长、节能、安全、绿色环保、色彩丰富、微型化等特点。
目前有新型的大功率LED用作汽车尾灯与日常照明及户外应用等以代替白炽灯。
亮度上的进一步增加在Vishay的新一代产品TELUXTM系列和LuxeonTMStar系列高亮度LED中得到了体现，该产品结合了宽的视角和高的光通量。
大功率LED用作照明时，其供电电流的大小与发光亮度有密切的关系，因此要求使用恒流供电模式。
1.3.2LED的参数
参数
白/绿/青/蓝
红/黄/橙
正向直流电流（mA）
350
385
正向峰值脉冲电流（mA）
500
550
平均直流电流（mA）
反向耐电压（V）
>
5
LED结温（℃）
120
铝芯PCB温度（℃）
105
储存与工作温度（℃）
-40~+105
2设计的基本内容
2.1详细设计步骤
步骤1-确定系统要求的VACmin、VACmax、Po、Vo、fL、η
根据下表确定输入电压范围
输入（VAC）
VACmin
VACmax
100/115
85
132
230
195
265
宽电压范围
标准的全球输入线电压范围
线电压（输入电压）频率，fL：
50或60Hz，使用半波整流时使用fL/2的数值。
输出电压Vo：
输出电流Io：
200mA
输出功率Po：
2.4W
电源效率η：
对于12V输出使用0.7的数值
总的电容容量Cin（总）uF/Pout（Cin1+Cin2）
AC输入电压（VAC）
半波整流
全波整流
6-8
3-4
1-2
1
宽电压输入
对应不同的输入电压范围建议的总的输入电容容量
步骤2-确定AC输入级
输入级由可熔电阻、输入整流二极管及线滤波器网络组成。
可熔电阻应选用阻燃类型的电阻，根据不同的输入端雷击测试要求，需要使用线绕类型的电阻。
可熔电阻的作用为保险丝、浪涌电流限制及差模噪声衰减。
对于输出功率小于等于1W的设计，使用半波整流时成本最低；
输出功率大于1W时，则采用全波整流（此时输入电容较小）。
通过在低压返回端增加第二个二极管的方法，可以改善半波整流设计的EMI性能。
这样相当于提供了一个EMI选通门（EMI电流只有在二极管导通时才能流过），同时在做差模雷击测试时，由于电压被两个二极管所分担，因而也使雷击测试的耐压值提高了一倍。
步骤3-根据AC输入电压确定最小和最大的DC输入电压Vmin和Vmax
Vmax可计算如下：
（1）
假定输入可熔电阻的数值很小，其两端的电压降可以忽略。
如果没有更好的参考数据，假定桥式二极管的导通时间为tc=3ms。
最小输入电压Vmin
（2）
如果VMIN小于等于70V，则增加输入电容CIN（TOTAL）的容量。
步骤4–根据输出电流和限流点选择Link-Switch-TN器件
对于MDCM工作方式，输出电流（Io）应小于等于所选器件的数据手册中列明的最小限流点的一半。
（3）
对于CCM工作方式，电源输出电流Io可以比所选器件最小限流点Ilimit_min高50%，但不能超过80%。
（4）
步骤5–选择输出电感
上面提供了设计表单计算出来的针对常用输出电压和电流的电感数值及其RMS电流额定值。
选择邻近最接近的电感，使其电压及/或电流额定值高于电源所要求的输出规格。
作为选择，也可采用PIExpert设计软件包中的PIXls设计表单工具或附录A来计算出精确的电感数值及RMS电流额定值。
由于较低的DC阻抗及较高的RMS电流额定值，建议所选
电感的感量要接近LTYP的数值，而不要选择LTYP的1.5倍。
680µ
H电感的下限值限制了di/dt的最大值，从而防止很高的峰值电流值出现。
表3和表4提供了两个供应商制作的
标准电感的参考型号。
（5）
对于Link-Switch-TN的设计，其工作方式不是依赖于电感的大小。
工作方式是负载电流和所选器件限流点的函数。
电感数值仅仅决定电源的平均开关频率。
图2所示为典型标准电感制造商的数据手册。
非定制“鼓型磁芯/狗骨型/I型磁芯”电感随电流的增加，其感量
数值会降低高达20%。
公式（A7）中的常数KL_TOL及设计表单都针对这种感量的下降及最初电感量的容差进行了考量。
例如，如果需要一个680µ
H、360mA的电感，参照图2，考虑到10%的误差以及工作电流（约[0.36/0.38]•10）处估算得到的9.5%的感量降低。
因而KL_TOL的数值为KL_TOL=1.195（19.5%）。
如果没有合适的数据作参考，可以假定KL_TOL的数值为1.15（15%）。
由于电感本身损耗的存在，并不是所有储存在电感中的能量都会传送至负载。
考虑到此因素，使用一个称为损耗因子的参数KLOSS。
如公式6中所给出的结果，建议的数值为电源总损耗的50%至66%之间。
例如，对于一个总体效率（η）为0.75的设计，其KLOSS数值介于0.875和0.833之间。
（6）
步骤6–选择续流二极管
对于环境温度tAMB70°
C的MDCM工作方式，选择trr75ns的超快速二极管。
环境温度tAMB>
70°
C选取trr35ns的二极管。
对于CCM工作方式，选取trr35ns的超快速二极管。
续流二极管的反向耐压要留有25%的设计裕量，
（7）
二极管必须能够流过满载电流。
因此
（8）
步骤7–选择输出电容
应根据输出电压的纹波要求选择输出电容。
一般地，输出电压的纹波由电容的ESR决定。
ESR由下式来估算：
（9）
其中VRIPPLE为所要求的最大输出纹波，ILIMIT为Link-Switch-TN的限流点。
电容的ESR数值应该在接近66kHz开关频率的频点上加以规定。
不建议使用数值高于100µ
F的电容，因为会使输出电压不能在50ms内达到稳压值，从而使电源进入自动重启动状态。
如果需要使用更大的电容容量，则应增加缓启动电容
步骤8–选择反馈电阻
选取电阻RFB和RBIAS的数值，使得在输出端稳压时反馈引脚电压（VFB）为1.65V。
此电压产生的反馈引脚电流（IFB）为49µ
A。
假设RBIAS的电阻值为RBIAS=2kΩ；
这样反馈网络的偏置电流约为0.8mA。
因而RFB的数值为
步骤9–选择反馈二极管和电容
反馈电容使用10µ
F的一般用途的电解电容，耐压额定高于输出电压VO的1.25倍。
反馈二极管使用玻璃钝化的1N4005GP或者1N4937GP，电压额定高于最大直流输入电压VMAX的1.25倍。
步骤10–选择旁路电容
使用0.1µ
F、50V的陶瓷电容。
步骤11–选择假负载电阻
对于直接反馈方式的设计，如果最小负载小于3mA，则RPL可利用RPL=Vo/3mA加以计算。
2.2恒定输出电流的电路（LED驱动）
下图所示的电路适合于驱动类似LED的恒流负载。
它利用Link-Switch-TN具有严格容差及温度稳定性的反馈引脚电压作为电压参考，提供了精确的输出电流。
高压端连接的降压-升压型恒定输出电流的电路结构
为产生恒定的输出电流，平均输出电流由电阻RSENSE和电容CSENSE转换为一个电压信号，通过RFB和RBIAS加到反馈引脚。
对应图中所示的RBIAS和RFB数值，选取RSENSE的数值使得在所要求的输出电流点处，其两端产生的电压降为2V。
电容CSENSE对RSENSE两端由电感纹波电流调制的电压进行滤波。
电容CSENSE的数值必须足够大，以降低纹波电压，特别是在MDCM设计的情况下。
选取CSENSE的数值，使得RSENSE和CSENSE的时间常数（t）高于开关周期（15µ
s）的20倍。
CSENSE两端的峰值电压等于RSENSE×
ILIMIT（MAX）。
输出电容是可选的，但如果没有输出电容，负载端会流过所选Link-Switch-TN的全部峰值电流（ILIMIT）。
为了将负载的峰值电流降低到可以接受的水平，可以增加CO的数值（一般在100nF至10uF的范围以内）。
如果负载开路，会失去反馈，输出端很高的输出电压可能会引起电路故障。
为防止此情况发生，如图6所示，可以增加另一个由DFB和VRFB组成的电压控制环路。
该电路同样要求选用适当的CO电容。
所选稳压管的稳压值应高于LED灯串恒流工作时灯串两端的最高电压。
同样的设计公式/设计表单也可用在标准的降压-升压型
设计当中，但要考虑如下因素。
1.Vo=LED的VF×
每串中所用LED的数目
2.Io=LED的IF×
LED灯串的串数
3.由于RSENSE的损耗，使用较低的估算效率（将RSENSE作为电感电阻输入至设计表单当中）
4.设定RBIAS=2kΩ，RFB=300Ω
5.RSENSE=2/Io
6.CSENSE=20×
（15µ
s/RSENSE）
7.根据负载可接受的纹波电流选取Co
8.如果负载可能开路或者有额外的故障保护要求，除了增加Co以外还要增加电压反馈元件DFB和VRFB
2.3散热环境
为了确保良好的散热性能，利用足够的散热片可以将源极引脚的温度维持在低于100°
C以下。
对于环境温度较高（>
50°
C）的应用，建议在最大环境温度下对制作的电源进行测试，以确保电源具有足够的散热裕量。
数据手册中提供的最大输出电流的数值是相应于50°
C的环境温度条件，如果过热则要降额使用。
同时，在工作温度较高（>
C）时，建议使用超快速低反向恢复时间（~35ns）的二极管。
3设计计算
3.1降压型及降压-升压型拓扑中电感量的计算
不管输入电压和工作方式如何，都有一个最低电感量的要求，以输出所要求的输出功率。
降压型变换器DCM工作时电感的电压及电流
在一般情况下，非连续导通模式（DCM）时电感中的电流波形如图7所示。
下面的公式对CCM和DCM工作方式都有效。
从图7可以看到有三个独立的时间段。
tON为Link-Switch-TN导通而续流二极管关断的时间段。
电感中的电流从零初始值开始斜坡上升。
峰值电流为所用器件的限流点ILIMIT。
tOFF为Link-Switch-TN关断而续流二极管导通的时间段。
在此期间电流斜坡下降至零。
tIDLE为Link-Switch-TN和续流二极管都处于关断状态的时间段。
在此期间电感电流为零。
在CCM工作方式，此空闲状态不存在，因而tIDLE=0。
如果忽略续流二极管的正向电压降，在降压型变换器中我们可以将tON时间段结束时的电流振幅表示为
（A1）
其中
IRIPPLE=电感纹波电流
ILIMIT_MIN=最小限流点
VMIN=最低DC总线电压
VDS=导通状态的漏极至源极电压降
Vo=输出电压
LMIN=最小电感量
类似地，我们可以将tOFF时间段结束时的电流振幅表示为
（A2）
在每个开关周期开始时流经电感的初始电流可以表示为
（A3）
一个开关周期中流经电感的平均电流等于输出电流Io。
该电流可表示为
（A4）
其中Io=输出电流。
TSW_MAX=与最小开关频率FSMIN相对应的开关时间间隔。
由公式（A1）和（A2）替换tON和tOFF我们可以得到
（A5）
（A6）
输出电压高于20V时，使用VMAX来计算LMIN（公式A6）。
输出电压低于20V时，使用VMIN来计算LMIN，这样可以对限流点延迟时间过冲加以补偿。
但是，这里并没有将电感（绕组阻抗和磁芯损耗）和续流二极管的损耗计算在内。
这些损耗会限制电源的最大输出功率能力，进而降低最大输出电流。
为了能够输出规定的满载功率，最小电感量的数值必须对这些损耗加以补偿。
通过估计电源中总损耗的方法可以对这些损耗加以估算，然后再将这些损耗分配至电感和二极管部分。
可以利用损耗因子KLOSS来完成上述损耗的分配，这相应地增大了电感的尺寸。
此外，这类应用常用的电感为骨架型电感或狗骨型扼流圈。
规范电流额定时要考虑20°
C或40°
C的温升情况，并将电感量降低10%。
在最小电感量的表达式中还必须加入一个电感量容差因子KL_TOL，用于考量生产中可能出现的容差。
这样，典型电感量的数值可以表示为
（A7）
其中KLOSS为损耗因子，用于计算关断状态时电感的总损耗。
KL_TOL为电感容差因子，位于1.1和1.2之间。
典型值为1.15。
使用此电感量典型值，我们可以将最大输出功率表示为
（A8）
类似地，对于降压-升压型拓扑结构，LTYP和POMAX可以表示为
（A9）
（A10）
3.2平均开关频率
Link-Switch-TN采用开-关控制方式，由于周期被跳过的原因，开关频率是不均匀的。
将公式A8中的最大输出功率用输出功率加以替代，这样我们就可以对开关频率进行平均。
化简后得到
（A11）
类似地，对于降压-升压型拓扑结构，化简公式A9，可以得到
（A12）
3.3RMS电流的计算
流经电感的RMS电流大小主要用来确保适当的电感，并且不会出现过热。
同样，流Link-Switch-TN和续流二极管的RMS电流用于估算电源的损耗。
假定工作于CCM工作方式，稳态工作时电感的初始电流为
（A13）
对于DCM工作方式，此初始电流为零。
流经Link-Switch-TN的电流与时间成函数关系，可由下式给出
（A14）
流经续流二极管的电流与时间成函数关系，可由下式给出
（A15）
（A16）
流经电感的电流与时间成函数关系，可由下式给出
（A17）
根据RMS电流的定义，流经开关、续流二极管及电感中
的RMS电流可以表示如下
（A18）
（A19）
（A20）
由于开关和续流二极管在关断和开通期间电流分别下降到零，电感的RMS电流可以简化为
（A21）
下表列出了使用降压及降压-升压拓扑结构时一些重要参数的设计公式。
降压和降压-升压拓扑结构的电路特性
参考文献
[1]周志敏，周纪海，纪爱华.LED驱动电路设计与应用[M].人民邮电出版社.
[2]周志敏.LED驱动电路设计实例[M].电子工业出版社，2008
[3]杨旭.开关电源技术[M].北京：
机械工业出版社，2004
[4]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：
电子工业出版社，2005.
[5]王兆安，黄俊.电力电子技术（第4版[M].机械工业出版社，2000.
[6]林渭勋.现代电力电子技术[M].机械工业出版社，2006.
[7]董锦凤.毕业设计指导.西安电子科技大学出版社.2005，2
[8]戴伏生.基础电子电路设计与实践.北京：
国防工业出版社，2002（2004.6重印）
[9]董晓红.单片机原理及接口技术.西安：
西安电子科技大学出版社，2004
[10]付晓光.单片机原理与实用技术.北京：
北京交通大学出版社，2005
[11]胡学海.单片机原理及应用系统设计.北京：
电子工业出版社，2005，8
[12]李广弟.单片机基础.北京：
北京航
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