一种过温保护电路设计Word文档格式.docx

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参考文献

第一部分

一．基本原理

如图1所示，Q0的作用是检测芯片工作温度的。

在正常情况下，三极管反射极的电位VE即比较器负端电位比正端电位高，比较器输出低电平，芯片正常工作。

当温度升高时，由于三极管EB结电压的是负温度系数，三极管发射极到基极的电压VEB会降低，但是由于基极电位是基准电压VREFl，故三极管的发射极电压即比较器的负端电位会降低。

当温度超过翻转阈值的时候，比较器负端电位会降到比正端的电位VREF2低，比较器就会输出高电平，从而关断功率开关器件，避免芯片被烧毁。

迟滞产生电路的作用是在芯片正常工作和过温时产生大小不同的电流，改变比较器的翻转阈值。

从而防止功率开关器件在翻转点频繁开启和关断。

图1.温度保护电路原理图

二．电路实现

1．过温保护功能的描述

当管芯温度超过160℃时，过温保护电路输出控制信号OUTPUT输出为高电平；

直到温度降至140℃时，过温保护电路输出控制信号OUTPUT才重新变为低电平。

M10

M9

M20

M19

M18

M17

M15

M14

M0

M12

M8

M7

M6

M5

M4

M3

M2

M1

M16

M11

I1

M13

Q0

I2

OUTPUT

M22

M21

图2过温保护实际电路

VREF

2.迟滞功能的实现

当温度没有达到过温点时，OUTPUT为低电平，M13管关断，流过QO的电流为I1。

根据三极管发射结电压与电流的关系可知

（1）

当温度达到160℃，比较器输出变为高电平，M13管的栅极变为高电平，进而打开M13管，从而流过Q0管的电流减少，变为I1-I2，这时

（2）

导致VBE（Q0）进一步减小，减小的量为

（3）

温度的迟滞量为：

（4）

式中A0为三极管EB结电压的温度系数（常温下该值约为一2mV／K）。

由于迟滞，只有当温度下降到比160"

C低20"

C的温度，才能使VEB（OT）上升到使比较器翻转。

比较器翻转后，输出为低电平，M13管关闭，如果此时温度在上升，VEB（Q0）必须上升到VEB（NOMAL）比较器才会再次翻转，这样就实现迟滞。

3．比较器的实现

根据图2，比较器是一个两级比较器，第一级采用有源电流镜负载的差动放大器，第二级采用电流源负载共源级放大器。

当VEB（Q0）<

VREF时，OUT翻转为高电平。

反之，输出为低电平。

为了得到较高的分辨率，需要比较器有较高的增益。

下面分析该比较器的增益。

第一级增益：

（5）

（6）

（7）

第二级的增益：

从输出节点往上看，

（8）

从输出节点向下看，

（9）

所以，有

（10）

（11）

（12）

总的增益为

（13）

从上面对增益的推导中可知该比较器的增益足够高，满足高分辨率的要求。

三．各个管子的功能介绍

如图2所示，M3、M4以及Q0构成了温度检验电路，其中M1、M2是低压工作的电流镜提供了I1，由于三极管VEB具有负温度系数，基本随温度升高而线性减小，所以VEB可以检测温度。

为了提高放大倍数以及输出摆幅，比较器采用两级运放构成。

M5、M6、M11、M12、M16、M17构成了有源电流镜负载的第一级差动放大器，其中M5、M6是低压工作的电流镜，M16、M17是有源电流镜负载。

M0～M2构成第二级共源级放大器，M1～M2是低压共源共栅电流镜提供尾电流。

M7、M8为低压共源共栅电流镜提供偏置，M14、M19与M22构成共源共栅电流镜，将基准电流镜像过来作为电流源。

M15、M20为M14的栅压提供偏置。

M9与M10，M21与M22分别构成电流镜。

M13、M18是迟滞产生电路，OUTPUT为低电平，M13管关断，反馈回路不抽取电流，三极管IE=I1；

OUTPUT为高电平，M13管打开，反馈回路抽取电流I2（I2大小取决于M18、M22构成的电流镜）。

四．器件参数设计

整体静态电流指标：

（VDD=2.5~5.5V，全典型模型，TeMp=27℃条件下）<

60μA，由于电流源要输出10μA电流剩下50μA分配20μA给电流源电路，剩下30μA给过温保护电路。

1.过温保护电路器件参数设计

电流提供的基准电流设定为5μA，过温保护电路有6条支路初步初步每条支路分配5μA，即I1=5μA

1确定VREF的值

断开反馈回路，用理想电流源ISS代替I2。

当ISS=5μA时，对电路进行直流温度扫描，扫描区间从-40℃-200℃，步长1℃，观察三极管Q0的VEB。

140℃时，VEB=375.8mV。

所以初步设定VREF=375.8mV。

2确定反馈抽取电流I2

对ISS进行参数扫描，观察VEB=375.8mV所对应的温度。

ISS=1μA～5μA，步长1μA：

ISS=1μAT=133.41℃

ISS=2μAT=144.44℃

ISS=1μA～2μA，步长0.1μA：

ISS=1.5μAT=139.79℃

ISS=1.6μAT=140.83℃

ISS=1.5μA～1.6μA，步长0.01μA：

ISS=1.51μAT=139.9℃

ISS=1.52μAT=140.01℃

所以，初步确定反馈抽取的电流I2=5μA-1.52μA=3.48μA

从而可以确定M18管与M22管的宽长比

若管子M22的宽长比取为2，沟道长度取1μA，并联管字数取为4，即Wn=2μA，Ln=1μA，Mutiply=4，则M18的宽长比取为2，沟道长度取1μA，并联管子数取为3，即Wn=2μA，Ln=1μA，Mutiply=3

3作为电流镜的管子的参数选取

由于每条支路的电流都相等，所以相关的管子参数取成相同即可。

N型管子（M21，M22）：

Wn=2μA，Ln=1μA，Mutiply=4；

P型管子（M9，M10）：

Wp=1μA，Lp=1.1μA，Mutiply=2；

低压共源共栅电流镜的管子（M1～M6）：

Wp=20μA，Lp=1.1μA，Mutiply=1；

为低压共源共栅电流镜提供偏置的管子（M7，M8）：

共源共栅电流镜的管子（M14，M19）：

M19的参数与M22相同，M14的参数可取Wn=10μA，Ln=1μA，Mutiply=1；

为共源共栅电流镜提供偏置的管子（M15，M20）：

M15参数可与M14取成相同，M22与M19取成相同，将M14的栅压偏置为VGS20+VGS15。

4两级运放的参数选取

第一级（M11、M12、M16、M17）：

M11、M12,Wn=40μA，Ln=1μA，Mutiply=1；

M116、M117,Wn=20μA，Ln=1μA，Mutiply=1；

第二级（M0,M1,M2）:

M0的参数确定应依据反相器的输入特性，满足

M0的参数取为Wn=80μA，Ln=1μA，Mutiply=1；

M1、M2参数取为Wp=20μA，Lp=1.1μA，Mutiply=1；

5反馈回路参数确定

M18的参数已根据反馈回路抽取的电流确定；

M13的参数确定应依据反相器的输出特性，满足

M13的参数可取Wn=10μA，Ln=1μA，Mutiply=1；

第二部分

电流源设计

一．电流源电路原理

设计电路图如下

R1

R2

R3

R4

Q2

Q1

图3.电流源实际电路

首先由1,2支路产生PTAT电流，经过3支路产生基准电压，再由4支路转换为基准电流。

5,6支路为4支路电流的镜像。

由于X,Y点电位以及1,2支路电流相等，则：

（1）

解得1,2支路电流（PTAT电流）为：

（2）

对晶体管：

（3）

节点M电压为：

（4）

因此只要I3为正的温度系数，VBE为负的温度系数，调节R2则在一定温度范围内VM的温度系数可以很小（这里忽略电阻温度系数）。

调节支路3，4MOS管的宽长比，可使N电位与M点相同则4支路电流：

（5）

I4即为温度系数很小的电流，注意到I12与电压源无关，则得到的I4也于电压源无关，这样再由电流镜镜像可得到不同电流值的基准电流。

二．器件参数估算：

电流分配：

（VDD=2.5~5.5V，全典型模型，Temp=27℃条件下）<

除去启动电路与输出电路，电流源电路还有5条支路，初步给每条支路分配4μA电流。

即：

参数计算（300K）：

初步取n=8，由

（2）式：

（6）

则：

对1，2支路电流有：

（7）

查晶体管模型参数计算得到：

（8）

（9）

带入（7）式得：

（10）

考虑到2.5V时电路正常工作，取过驱动电压为0.4V，则由（10）解得：

（11）

由M点温度系数为零，即：

（12）

带入各参数求得：

（13）

（14）

由于各个支路分配电流相等，因此可使3,4支路MOS管宽长比与1,2支路相同。

对于n管选取：

（15）

第三部分

设计指标

性能参数

测试条件

参数指标

工作电压范围

2.5～5.5V

整体静态电流

VDD==2.5~5.5V，全典型模型，

TeMp=27℃

<

60μA

电流源指标1

（10±

2）μA

电流源指标2

VDD==3.6V，全典型模型，

TeMp=－40℃~125℃

过温保护指标

MOS

RES

BJT

VDD=3.6V

所列5中模型下满足：

1）升温翻转温度：

（160±

5）℃

2）降温翻转温度：

（140±

tt

t

ss

s

ff

f

sf

fs

按照以上设计的电路，用HSPICE软件对其进行仿真，器件模型参数采用0.5μM的CMOS工艺。

仿真结果如下。

整体静态工作电流大致可分为三个区间

VDD=0～1V,截止区，总静态工作电流为0；

VDD=1～2.5V,线性区，总静态工作电流快速线性增长；

VDD=2.5～5.5V,工作区，总静态工作电流比较稳定，随电压的增加缓慢增长。

在工作区，总的静态电流IQ=48～58μA，基本满足设计要求（<

60μA）。

虽然电流源随温度增涨近似线性的增加，但是变化率很小

所以，可以看成是与温度无关的电流源.

VDD=3.6V，全典型模型，TeMp=－40℃~125℃,IREF=8.95～10.4μA,可见电流温度特性非常稳定，符合设计要求（IREF=10±

2μA）。

电流源随电压变化大致可分为三个区间

VDD=0～1V,截止区，IREF为0；

VDD=1～2.5V,线性区，IREF快速线性增长；

VDD=2.5～5.5V,工作区，IREF比较稳定，随电压的增加缓慢增长。

在工作区，IREF=9～10.5μA，基本满足设计要求（IREF=10±

如图所示整体电路工艺稳定性比较好，取不同的工艺角进行仿真时，上升翻转温度为158～162℃，符合设计要求（160±

5℃）；

下降翻转温度为139～142℃，符合设计要求（140±

5℃）。

第四部分

我们在设计的过程中将温度保护的参考电路进行了修改，将反馈回路改为直接抽取三极管发射极的电流，这样差动放大器上的两个电阻也可以去除，使电路原理更加简单而且简化了电路。

另外，通过将反馈回路M13管改为N管（参考电路为P管），节省了一个反相器。

这样不仅结构简单，工艺上容易实现，而且对电源电压、工艺参数变化引起的温度阈值的漂移具有较强的抑制能力。

HSPICE仿真结果表明，该电路关断和恢复阈值点准确，迟滞的大小可以调节，很好的实现了过温保护的功能，各项指标完全满足设计要求。

在此次设计中，我们也遇到了很多困难。

一些基础知识掌握的不是很牢固，手工计算的结果与仿真的结果差距比较大。

在温度保护电路中起初我们对于迟滞比较器的反馈电路的原理无法理解，通过讨论仍然无法解决，我们认为这是设计中最关键的问题，而电流源部分由于带隙基准学过，也做过CAD实验，所以认为问题不大。

可是实际情况与预料的恰恰相反。

迟滞比较器的反馈部分通过改变电路结构一下解决了，但电流源却一直调试不出。

原以为不是很重要的启动电路部分，大大影响了电流源的性能。

所以最后我们只能抽出两人调电流源。

最后在大家通力合作下终于完成了。

可见设计是一个整体，电路的任何一个我们看来不重要的部分都会影响整体的性能。

一个部分性能的非常突出，对整体性能的影响不大；

但如果一个地方性能不好，整体的性能都会变差。

所以模拟电路设计不是要把一个部分做的最好，而是将各个部分协调好；

不是把一个指标做到最好，而是将各个指标协调好，都满足设计要求即可，有时不能追求尽善尽美。

另外，也体会到了合作的重要性。

温度保护电路调好后，由于电流源还没调好，所以无法进行最终调试。

由于电流是否稳定会大大影响翻转电平的稳定，所以一环扣一环，无法进行最后调试，就不能最终调试温度保护电路。

所以我们体会到了团队合作的重要性。

这意味着我们的工作不仅影响他人的工作，更加基于他人的工作。

参考文献：

[1]季汝敏，沈磊，杨跃.一种CMOS过温保护电路的设计,四川省电子学会半导体与集成技术专委会2007年度学术年会论文集，2007

[2]BehzadRazavl．模拟CMOS集成电路设计，西安，西安交通大学出版社，2003：

74．