FM全数字接收机成信雷达队论坛版Word下载.docx
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2.1系统总体简介
图2-1系统框图
2.2A/D转换器的选择
首先，确定A/D转换器的采样速率。
根据过渡带允许混叠时的带通采样定理。
，
（3-1）
其中
为正整数；
为抗混叠滤波器的矩形系数。
取
为80MHz，
为2，那么中心频率
为100MHz。
考虑到覆盖FM信号88~108MHz的频道范围，带宽B最小为24MHz，那么由
（3-2）
可得
，对于前端的LC带通滤波器，这是完全可实现的。
其次，确定A/D转换器的分辨率。
因为器件的分辨率越高，所需的输入信号幅度越小，对模拟前端的放大量要求也越小。
A/D的分辨率主要取决于器件的转换位数和器件的信号输入范围。
考虑到FM信号较通信信号要清晰的多，因此可以选择转换位数在10bit以内，Vpp范围在2V以上的A/D转换器件。
再次，确定A/D的模拟输入带宽。
A/D转换器的模拟输入带宽指标是衡量其内部采样保持性能的重要指标，A/D器件的采样孔径误差越小，其模拟输入带宽就越宽，所能适应的输入信号频率也就越高。
对于中频以上的带通采样，模拟输入带宽必需高于输入采样信号的最高频率。
因此，A/D转换器的模拟输入带宽必需在108M以上。
最后，确定A/D的动态范围以及其他接口参数。
考虑到电源的结构，系统处理要求，选择3.3V供电，TTL电平，2进制补码并行输出的A/D转换器件。
综合以上考虑，本设计选择美国ADI公司的AD9215BRU-105器件作为中频带通直接采样的A/D转换器。
2.3数控振荡器（NCO）指标
NCO是决定数字下变频性能的最主要因素之一。
NCO的性能与数据位数有关，NCO的数据位数包括相位数据位数和相位的正弦值数据的位数。
根据Xilinx公司给出的DDS输出频率分辨率公式
（3-3）
假设系统时钟
为80MHz，相位数据位数
取为32，则输出频率分辨率将达到0.0186Hz，满足要求。
考虑到A/D的数据位10位，以及数字混频后的输出位宽不易过宽，固NCO的输出位宽选择16位是比较合适的。
2.4高速抽取滤波器指标
当信号通过数字下变频处理后，位宽已经展宽到25位，数据率为80MHz。
要实现高速抽取滤波，又能节省硬件资源。
级联积分器梳妆滤波器（CIC滤波器）因有不许乘法运算的优势尤其适合做高速抽取，其次是适合做2M倍抽取或内插的半带滤波器。
通常的方案是CIC加半带滤波器的方法实现高速，多倍抽取。
但在本设计中，考虑到硬件资源以及算法的精简性，采用CIC直接高倍抽取加CIC补偿的方法。
首先，设计一个抽取倍数为128，延时参数为1，6级级联的CIC滤波器。
考虑到高倍抽取带来的通带畸变，必须在后级加以补偿，提高通带特性。
所以，在速率将为625KHz后，马上要进行CIC补偿滤波。
经过补偿的CIC滤波器的幅频响应，通带局部放大图如图3-2所示。
补偿后的滤波器3dB通带截至频率在200KHz附近，在250KHz和450KHz附近阻带衰减最大，达到了-50dB。
在保全有用信号的同时，完全能够抑制抽取带来的混叠效应。
图3-2经过补偿的CIC滤波器的幅频响应，通带局部放大图
2.5邻频抑制FIR低通滤波器指标
完成高速抽取滤波后，数据速率已经降低到625KHz，可以做高阶的FIR滤波。
由于一般FM信号的频偏在75KHz以内，所以设计的FIR低通滤波器通带频率指标必须稍稍大于75KHz。
FM信号不同频道之间的间隔为200KHz，所以阻带频率不超过200KHz最好。
本设计主要考虑，上一级滤波得阻带衰减并不是特别理想，需要进一步抑制阻带内的无用信号。
因此，采用高阶阻带特性好的FIR低通滤波器。
采用Equiripple方法设计，其幅频响应局部放大图如图3-3所示。
可见，阻带衰减在
图3-3FIR低通滤波器幅频响应局部放大图
115KHz附近时达到了-80dB，满足设计要求。
该滤波器为68阶FIR滤波器。
2.6数字FM解调方法
解调是软件无线电中最为关键的信号处理能力。
本文使用I/Q信号对接收数据进行解调，FM的表达式为：
（3-4）
对信号进行正交分解后得：
同相分量：
正交分量：
对正交与同相分量之比值反正切运算：
（3-5）
可以得到：
（3-6）
利用上式就可以得到瞬时频率
.
2.7低速抽取滤波器指标
在数据率为625KHz时，进行完FM数字解调后，直接面对的就是音频信号。
而要解出FM单声道信号只需进一步做通带频率为15KHz的低通滤波即可。
但是，本设计有一个限制条件，语音输出采用的飞利浦的UDA1341语音芯片，其最高采样率在50KHz以内，不同设置模式稍有差别。
因此，要完全耦合上该语音芯片，现今的数据速率太快。
还需要进一步抽取滤波，使得输出速率能耦合上语音芯片。
根据UDA1341的数据手册，可以计算出在
时，
取10MHz刚好满足该模式的最大最小范围，其最大最小范围是78~131纳秒。
同时，
刚好等于39062.5Hz，是625KHz的1/16。
因此，只需在现有速率下继续做16倍抽取即可。
本设计依然可以采用高速抽取滤波的结构，但是要注意的是，这时的阻带截止频率不能超过19531.25Hz，而通带截止频率又达到了15000Hz。
对于需要补偿的CIC结构来说，这种条件是极为苛刻的。
因此，直接利用该结构抽取到想要的数据速率上是不容易实现的。
这里采用两级抽取的方式，先用CIC加补偿的结构做8倍抽取，再利用高阶的FIR低通滤波器做2倍抽取。
设计的CIC滤波器的抽取因子为8，延时为1，阶数为6。
通带畸变带来的信号畸变也是显而易见的，要保证语音信号的质量，必须进一步做CIC补偿滤波。
幅频响应如图3-4所示。
图3-4CIC补偿滤波幅频响应
然后，设计高阶的FIR低通滤波器进行2倍抽取滤波。
该级抽取滤波时的数据速率已经降为了极低的78125Hz，那么在此基础上做的2倍抽取FIR滤波器特性可以做到近乎理想状态，这也是有必要的，因为前级滤波器的阻带衰减最大不过45dB，要有较好的抗混叠特性，下级滤波器的阻带衰减肯定要求较高。
与此同时，该级滤波器的输出直接输出语音信号，要保证声音质量，通带特性和过渡带宽都需要比较高的技术指标。
最终的设计参数如下：
其幅频响应图如图3-5所示。
图3-5FIR滤波器幅频响应
2.8音频输出
经过数据速率匹配以后的数据直接通过IIS接口传输到UDA1341语音芯片，就可以原声播放了。
然后，外接D类音频功率放大芯片TPA3004D2制作的功放电路，该电路采用了250KHZ脉宽调制技术。
250KHZ的开关频率、T1具有良好的传真度、很低的开关损耗等优势使得TPA3000D效率达到了85%以上，系统中的热量损耗大大减小，因此节省了体积大的散热器和穿孔的空间，降低了元件的采购成本。
在不采用散热器的情况下也可实现连续功率输出。
3.系统硬件的设计
本设计主要器件采用Xilinx的XC6SLX9-2TQG144实现多速率抽取滤波，FM解调以及音频输出功能。
前端A/D转换器采用ADI公司的AD9215BRU器件。
硬件系统框图如图4-1所示。
图4-1硬件系统框图
图4-2音频功率放大器结构图
3
3.1射频前端
射频前端框图如图4-3，天线使用自制铜丝天线。
滤波器采用LC三阶椭圆滤波器设计而成。
滤波器原理图如图4-4所示。
放大电路采用ERA-2SM芯片进行五级级联组成，该芯片在100MHz范围内具有稳定的16.5db的放大倍数。
采用12V供电，外接上拉电感作为输出。
原理图如图4-5所示。
图4-3射频前端框图
LC滤波器采用三阶椭圆滤波器，LC谐振频率由式4-1计算得到：
（4-1）
电路中所使用的电容和电感的参数为修正后的参数。
图4-4三阶LC带通滤波器原理图
图4-5放大电路原理图
3.2电源
电源模块要为各芯片供电，主要完成由+24V到+5V，然后+5V到+1.8V、+2.5V、+3.3V，再由+2.5V到+1.2V的转换。
电源结构如图4-6所示。
电源地分别与数字地和模拟地用0欧电阻连接。
电源芯片采用LM2596S-5V、APE1085-3.3、APE1086-2.5、AMS1117-1.8、AMS1117-1.2。
图4-6电源结构图
3.3A/D转换器电路
该电路配置AD9215BRU工作在差分输入模式，预留了外部时钟与内部时钟接口，电路兼容12bit同系列芯片。
图4-7A/D模块原理图
3.4FPGA配置电路
兼容MasterSerialMode与Single-DeviceMasterSelectMAP配置模式
图4-8FPGA配置电路图
3.5音频输出电路
音频电路使用UDA1341TS芯片在FPGA与音频输入输出之间连接，完成音频的解码。
图4-9音频输入输出电路原理图
3.6功率放大电路
由于FPGA输出的音频信号幅度大约为5mV,而功放芯片要求音频输入范围为0.3V—7V，因此在输入功放芯片之前应进行适当的放大。
图4-10前级幅度放大电路图
如图4-10所示，R2、C3组成交流反馈回路，R5为反馈电阻，C2、C4为输入输出耦合电容，R1、R4构成分压并由R3为运放提供直流工作点电压。
由Multisim9仿真得到一组参数如图4-10标注。
均衡器设计：
音频范围为20Hz—20KHz，将此音频电号分为高、中、低三个频段。
所选中心频率分别为：
高频10Kz、中频6KHz、低频300Hz。
均衡器设计方案如图4-11所示。
图4-11均衡器设计方案图
LC型均衡器电路中存在电感元件，易造成饱和失真，并且容易拾取外界的电磁干扰，使噪声增大。
鉴于以上原因，在此选用有源滤波器代替，其也有一定增益，且具有重量轻、体积小、方便调试等优点使得均衡器效果更佳，现采用二阶网络。
设计增益一般在2.5倍，切忌不能过大，否则容易产生自激振荡。
如图4-11所示，音频由输入端进入均衡器，通过各个频段的滤波、提升和抑制，最终输出。
图4-12均衡器原理图
由
计算、并由Multisim9仿真得到均衡器的一组数据如表格4-1均衡器参数表格所示。
由于滤波器原本的移相功能会导致输出音频高、中、低音混乱，所以在输出端接R14、R15、R16、R17以整合输出语音信号。
表格4-1均衡器参数表格
截止频率
电容C1
电容C2
电阻R1
电阻R2
电容C3
电阻R3
300HZ
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