微带线原理Word文件下载.docx

微带线原理Word文件下载.docx

《微带线原理Word文件下载.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《微带线原理Word文件下载.docx（9页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

微带线的几何结构并不复杂，但是它的电场磁场却相当复杂，在微带线上传输的并不是严格的TEM波，而是准TEM波。

由于介质基片的存在，场的能量主要集中在基片区域，其场分布与TEM波非常接近，故称为准TEM波。

图1微带线的几何结构和电场力线图

微带线于l952年提出,现在已是人们最熟悉和在射频电路中应用最普遍的传输线。

微带线具有价廉、体积小、存在临界匹配和临界截止频率,容易与有源器件集成.生产中重复性好,以及与单片射频集成电路兼容性好等优点。

与金属波导相比，其体积小、重量轻、使用频带宽、可靠性高和制造成本低等；

但损耗稍大，功率容量小。

60年代前期，由于微波低损耗介质材料和微波半导体器件的发展，形成了微波集成电路，使微带线得到广泛应用，相继出现了各种类型的微带线。

一般用薄膜工艺制造。

介质基片选用介电常数高、微波损耗低的材料。

导体应具有导电率高、稳定性好、与基片的粘附性强等特点。

二、微带线特点

1、微带的第一个特点是非机械加工，它采用金属薄膜工艺，而不是像带状线要做机加工。

图2微带工艺

2、一般地说，微带均有介质填充，因此电磁波在其中传播时产生波长缩短，微带的特点是微。

3、结构上微带属于不均匀结构。

为了处理方便经常提出有效介电常数（它是全空间填充的），注意是相对的。

图3微带的有效介电常数定义εre

（Ⅰ）和（Ⅱ）的λp相同，λp=λ0εre（2—1）

（Ⅰ）和（Ⅱ）的Z0相同，Z0=Z01εre（2—2）

其中，Z0是介质微带线的特性阻抗；

Z01是空气微带线的特性阻抗。

Z01是一个不随介电常数εr变化的不变量。

从概念上，考虑到局部填充，显然有εre<

εr。

4、严格说来，微带不是TEM波传输线，可称之为准TEM模（Quasi—TEMmode），然而作为工程分析，这种概念和精度已足够满足要求。

同样，它也是宽带结构。

5、容易集成，和有源器件、半导体管构成放大、混频和振荡。

常用的基片有两种：

氧化铝Al2O3陶瓷（er=9.0～9.9）；

聚四氟乙烯或聚氯乙烯（er=2.50左右）。

三、特征参数

为了计算微带特征阻抗、相速度和波导波长等参数，需要引入有效介电常数的概念。

8/9

图4

图5

图6

（a）当介质基片不存在时，可以传输TEM波，vp=c；

（b）当充满介质时，可以传输TEM波，vp=cεr；

（c）当介质部分填充时，传输准TEM波，cεr<

vp<

c；

特性阻抗和相速：

特性阻抗和相速是任何微波传输线的最主要两个参量。

前者与阻抗匹配有关，后者决定传输线电长度和其几何长度的关系。

传输线的特性阻抗及相速，均系对一定的波形而言。

例如对同轴线，一般指TEM型；

对于一般矩形波导，通常指H10型，其它的波形称为杂型或高次型，应设法加以抑制。

对于TEM波，根据长线方程，传输线的特性阻抗分别为：

Z0=L0C0（3—1）

vφ=1L0C0（3—2）

其中L0和C0分别为传输线的分布电感和分布电容。

特性阻抗为传输线上行波电压和行波电流，或入射波电压对入射波电流之比；

想速度表示电磁波在传输线上的行进速度。

由于波的速度系以等相位点向前移动的速度表示，故又称为相速。

当传输线的分布电感与分布电容求得后，即可根据上式分别求出Z0和vφ。

根据TEM波的特性，其横截面上某一瞬间电场和磁场的分布和该传输线无限长、无限均匀时的静电场与静磁场分布完全一致，故L0和C0可分别按静电场和恒定电流磁场来计算。

由（3—1）式和（3—2）式，得：

Z0=1vφC0（3—3）

即已知分布电容和相速后，也可以直接求得线的特性阻抗。

微带线特性阻抗Z00和有效介电常数εe的求法如下：

先求Z00。

根据

Z00=1cC00（3—4）

为了求Z00，须先求出其分布电容C00。

这是一个静电场的边值问题，最典型的求解方法为应用复变函数的多角形变换，把复平面z1上的微带图形转换成复平面z上的平行板电容器图形。

电场则从充填于z1平面的整个上半部变为z平面的矩形区范围。

利用复变数z1和z的转换关系，并根据平行板电容的计算公式即可算出微带线的分布电容。

有两种具体的计算方法。

其一是近似的，只对导体带条宽度W大于高度h时适用。

此时可把微带电容考虑成以带条宽度W和接地板构成的理想平行板电容器和两个导体边缘电容之和。

在计算一个边缘电容时，可以把W看成无限宽，因而另一侧的边缘场对此边缘场无影响，这样得到：

Z00=π2-μ0ε0•11+πWh+ln⁡（1+πW2h），W≥h（3—5）

另一种方法是严格的，即严格地把一个复平面上的场变换到另一个复平面上。

此时应用多角形变换，可求得z1和z之间的变换关系为：

z1=-2hkπ•lnθ1（zK'

mKm（3—6）

经过复变函数的运算，最后可得到Z00为：

z00=12μ0ε0•K'

K=60πK'

K（3—7）

四、耦合微带线的场结构与等效边界条件

图7

设导线1上激励为V1，2上为0.

图8

图9

V1=Ve+Vo，V2=Ve-Vo（4—1）

得：

Ve=Vo=V12（4—2）

偶模激励V1=Ve，V2=Ve（4—3）

奇模激励V1=Ve，V2=-Ve（4—4）

激励可等效为偶模激励和奇模激励的叠加。

图10

图11

对称面等效边界条件：

切向的E=0，相当于理想导电体（电壁）

图12

图13

切向的H=0，相当于理想导磁体（磁壁）

奇偶模激励单根线的特征阻抗：

奇模激励单根线对地的电容：

C0=C1+2Cm（4—5）

偶模激励单根线对地的电容：

Ce=C1=C2（4—6）

图14激励模式的等效电路-奇模

图15激励模式的等效电路-偶模

奇、偶模激励单根线的特征阻抗为：

Z0o=LC0=1vC0（4—7）

Z0e=LCe=1vCe（4—8）

两模式的场结构不同，实际的想速度也不同。

奇偶模激励时的传播参数：

图16对称耦合线及其等效电路

电报方程：

dV1dz=-jωL1I1-jωLmI2=-jωL11I1-jωL12I2（4—9）

dI1dz=-jωC1V1-jωCm（V1-V2）=-jω（C1+Cm）V1+jωC2V2=-jωC11V1+jωC12V2（4—10）

其中：

C11=C1+CmC12=Cm（4—11）

L1=L11Lm=L12（4—12）

将下式代入电报方程：

偶模V=V1=V2I=I1=I2（4—13）

奇模V=V1=-V2I=I1=-I2（4—14）

dVdz+jωL111±

KLI=0（4—15）

dIdz+jωC111±

KLV=0（4—16）

KL=L12L11=LmL1（4—17）

KC=C12C11=Cm（C1+Cm）（4—18）

据长线理论：

βe=ωL11C111+KL1-KC（4—19）

βo=ωL11C111-KL1+KC（4—20）

Z0e=L11C111+KL1-KC=Z01+KL1-KC（4—21）

Z0o=L11C111-KL1+KC=Z01-KL1+KC（4—22）

均匀填充介质的耦合线：

传输TEM波：

βe=βo=kKL=KC（4—23）

k=ωL11C111-K2（4—24）

K=Z0e-Z0oZ0e+Z0o（4—25）

五、微带线的损耗

损耗是传输线的重要参量之一。

大的线损往往是不允许的。

尤其微带线的损耗要比波导、同轴线大得多，在构成微带电路原件时，其影响必须予以重视。

微带线的损耗分成三部分：

1、介质损耗。

当电场通过介质时，由于介质分子交替极化和晶格来回碰撞，而产生的热损耗，为了减小这部分损耗，应选择性能优良的介质如氧化铝瓷、蓝宝石、石英等作为基片材料。

2、导体损耗。

微带线的导体带条和接地板均具有有限的电导率，电流通过时必然引起热损耗，在高频情况下，趋肤效应减小了微带导体的有效截面积，更增大了这部分损耗。

由于微带线横截面尺寸远小于波导和同轴线，导体损耗也较大，是微带线损耗的主要部分。

3、辐射损耗。

由微带线场结构的半开放性所引起。

减小线的横截面尺寸时，这部分损耗即很小，而只在线的不均匀点才比较显著。

为避免辐射，减小衰减，并防止对其他电路的影响，一般的微带电路均装在金属屏蔽盒中。

六、微带线的色散特性

前面对微带线的分析都是基于准TEM模条件下进行的。

当频率较低时,这种假设是符合实际的。

然而,实验证明,当工作频率高于5GHz时,介质微带线的特性阻抗和相速的计算结果与实际相差较多。

这表明,当频率较高时,微带线中由TE和TM模组成的高次模使特性阻抗和相速随着频率变化而变化,也即具有色散特性。

事实上,频率升高时,相速vp要降低,则εe应增大,而相应的特性阻抗Z0应减小。

为此,一般用修正公式来计算介质微带线传输特性。

下面给出的这组公式的适用范围为:

2≤εr≤16，0.06≤wh≤16以及f≤100GHz，有效介电常数εe（f）可用以下公式计算：

εef=[εr-εe1+4F-1.5+εe]2（5—1）

式中

F=4hεr-1λ00.5+1+2ln⁡1+wh2（5—2）