国赛A题论文Word文件下载.docx

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一、

方案比较与论证

1.DC/DC降压变换器方案

根据课题将24V直流电源变换器为8V直流电源的要求，应当采用降压式变换电路。

可采用的方法较多，如单端正激、单端反激、桥式变换电路等，但以BUCK式变换器最为简单。

而在BUCK变换器拓扑中，有经典BUCK式、同步BUCK式、谐振BUCK式等几种。

经典式Buck变换器电路简单，易于控制，但对主开关管和续流二极管有较高的要求，否则电路的开关损耗和通态损耗比较高。

为此，形成了一些改进结构。

同步BUCK式变换器将经典式Buck变换器中通态压降较大的续流管用通态压降较小同步整流管取代，提高了电路的运行效率，但相应的要增加同步整流管的驱动控制，电路稍复杂；

谐振开关式BUCK变换器采用谐振电路降低开关管的损耗和电压电流应力，但谐振电路相对较复杂，电路的效率提高不多。

鉴于上述原因，考虑到实际制作时的技术条件和难度，本设计采用同步BUCK式变换器结构如图A-1所示，电路中，主斩波管和续流管均采用通态电阻只有8mΩ的MOS管构成。

图A-1同步BUCK式变换器主电路

2.模块间均流控制方案

对于并联供电模块，模块间的均流是关键的问题，涉及到模块的使用寿命和系统的可靠性。

多个直流电源模块并联的均流措施主要有下垂特性均流法、主从均流法、自主控制均流法等。

下垂特性均流法是通过模块自身的控制将各模块的输出特性进行改造，使各模块的负载特性趋于一致，这样模块并联后各模块的输出电流也就趋于一致。

这种方法实现上不需要模块间的并联控制单元，各模块之间不需要通信连接，是一种真正的独立并联系统，但要将各模块的输出特性校正成一致在技术上有很大的难度，因此实际应用中均流效果不很理想，尤其是当要求模块间以不同的比例进行分流时，这种方法难以完成任务。

自主控制均流法也称最大电流控制法，是在并联模块中随时选取输出电流最大的模块作为主模块，并由主模块的控制单元输出电流信号至并联均流总线，其它模块均为从模块，从模块的控制单元从并联均流总线上获取均流电流信号，并控制自身单元的输出电流与主模块的输出电流趋向一致。

这种方法均流效果很好，可以达到很高的均流精度，也不存在系统崩溃问题，但是，系统需要均流总线，各单元都要有均流控制器，尤其是当以不同的比例分流时，分流的精度难以保证。

主从均流法是在所有的模块中选取一个模块作为主模块，而其余的模块均为从模块，主模块控制输出总线上的电压，而从模块则向输出总线上提供电流，通过均流控制模块控制各从模块的输出电流，使它们与主模块的输出电流趋向一致。

主从均流法具有较高的均流精度，控制方法简单易行，也可以以不同的比例任意分配各模块的输出电流，但是，由于主模块的确定性，当主模块发生故障时，整个并联供电系统将要崩溃。

为了满足课题均流精度和任意比例分配电流的要求，系统采用主从均流法。

至于系统崩溃问题，由于系统只有两路并联模块，可以采取主模块高可靠性的设计方法解决。

3.输出短路保护

常用的输出短路保护有封锁/重启法、截止法。

截止法是让电源的输出特性具有挖土机的截止特性，即当输出电流达到设定的阈限时，降低输出电压保证输出电流不变。

这种方法实现复杂，特别是当并联模块分为主从模块时，难以做到截止特性与均流特性的一致，会出现某个模块过流现象。

封锁/重启法是当负载电流超过设定的阈值时，直接封锁电源的输出，之后经过一段延时后，重新启动系统再试，若短路故障依然存在，再次封锁，直到故障消除为止。

这种方法具有原理简单、保护迅速、可靠性高等特点，特别是当电源用相对较脆弱的半导体开关电路时，对开关的保护更及时。

所以本设计选用封锁/重启法。

4.系统控制方案

系统控制要求包括两路BUCK变换器的控制、均流/分流控制、系统保护等。

对于BUCK变换器，采用模拟控制具有较好的精度和控制性能，但如上所述，对于不同的变换器需要采用的不同的控制方法，对于主模块要采取电压控制，而对于从模块要采取电流控制，还要配合均流/分流控制，采用模拟控制难以满足这样一种多样性和灵活性的控制要求，所以，本设计中对于BUCK变换器采用灵活性高的单片机的数字控制。

同样，对于均流分流控制要做到灵活分流比例也宜采用数字控制为佳。

所以，本设计中一块单片机系统完成系统的全部控制。

所选用的单片机应当满足控制速度、精度以及一些附属功能如AD转换、PWM发生、占空比调节等要求，所以选用ATmega128单片机作为主控芯片。

二、理论分析与计算

1.Buck变换器元器件参数的计算

Buck变换器电路工作时波形如图A-2所示，给定的条件为：

输入电压Vi=24V，输出电压Vo=8V，单个模块最大输出电流Iomax=2A。

考虑到系统的控制分辨率和效率要求（见2.2），选取的开关频率fs=5kHz，则电路参数计算如下：

图A-2同步BUCK式变换器电路波形

（1）开关管的选择

当MOS管开通时，流过MOS管的最大平均电流Iomax=2A，设计电流波动Δi为30%，并考虑2倍的余量，则流过MOS管的最大电流为

（1）

当MOS管关断时，MOS管承受最大电压为24V，考虑2~2.5倍的余量，即

Vmax=24×

（2~2.5）=48~60（V）

（2）

限于实验室条件，实际选用IRF3205，其最大耐压V（BR）DDS=55V略小于设计要求，最大电流ID=75A高于设计要求，但通态电阻为RDS（ON）=8mΩ有利于提高效率。

（2）电感的选取

电感量L的选取原则是确保开关器件电流纹波波动量在设定的范围并且不饱和。

开关管开通时，电感上承受电压为Vi-Vo，开关管关断时，电感上承受电压为Vo，因此电感上最大电压为Vi-Vo，开关周期Ts=200us,按输出电压要求估算，占空比不大于50%，为主管开通时间Δt不大于100us,允许的电流波动量Δi取30%，则电感量为：

（3）

实际选取L=2.50mH.

（3）电容的选取

系统对输出纹波ΔVo未提出要求，但按常规电源设计要求取ΔVo=200mV,在最大输出电流Io为2A的条件下，电容量为：

Buck输出电流，f为PWM的频率，取5kHz

电容量C根据公式

（2）来计算：

（4）

实际选取4700uF/25V的电解电容。

（4）系统效率的分析

系统主要由Buck变换器、测量和控制电路构成。

它们各自都会消耗电能，影响并联供电系统的效率。

I.Buck变换器的损耗Pd主要由开关管的开关损耗PSW、开关管通态损耗PT以及滤波电感上的损耗Pi组成，即：

（5）

其中，开关损耗为

（6）

式中td-on为开通时间,td-off为关断时间,IRF3205这两个时间均为115ns。

开关管的通态损耗为

（7）

式中d为PWM的占空比取0.5；

Io为Buck电路的输出电流；

RDS为管子通态电阻。

电感的损耗通常为3%左右，则变换器主电路的损耗为：

II.测量和控制电路的损耗PMC主要由单片机系统消耗功率和电流电压检测电路所消耗的功率构成，无法进行理论计算，只能通过实测量，实测结果是PMC=4W

则系统的计算总效率为

（8）

2.控制信号PWM开关周期

本设计采用Mega128单片机作为主控制器，主频fclk为12MHz，内部含有两个16位的定时器，用来产生PWM控制信号经驱动后控制开关管。

为达到较好的控制效果，需要保证PWM的分辨率足够大以满足稳压和均流控制的要求。

PWM分辨率对系统性能的影响体现在两个方面，即输出电压的稳定性和均流的精确度。

Buck电路的输出电压Vo、输入电压Vi与PWM的占空比d之间存在如下关系：

（9）

则可得输出电压的变化量ΔVo与占空比的变化Δd存在如下关系：

（10）

当系统进行均流调节时，实质是对PWM占空比进行调节，单位占空比的改变导致输出电压单位的改变。

单片机的PWM发生器的定时器的长度为2400，则单位占空比的改变导致的输出电压的单位改变量为：

（11）

输出电压单位的改变导致输出电流单位的改变，在最大负载下，单位电流的改变量

（12）

电流控制相对分辨率为

（12）

满足控制对分辨率的要求。

对应的开关频率

（13）

3.均流控制设计

主从均流法的原理示意图如A-3所示，在两个或几个DC／DC转换器模块并联的系统中（本课题只有两个），人为地指定其中一个为主模块，其余的各模块跟随主模块分配电流。

图中，两个模块的电流反馈信号分别为Iomf和Iosf，Vor为主模块的基准电压，Vof为输出反馈电压。

图A-3主从均流法系统框图

本设计利用单片机来实现数字均流调节。

其程序框图如图A-4所示：

图A-4.系统控制程序结构框图

4.过流保护

保护电流采用封锁重启法，其原理图如A-5所示。

图中I1、I2为霍尔电流传感器的输出信号，而实际流过Buck电路的电流为它们的1.45倍，因此过流保护动作的设定值应为（IP为系统过流保护的阈值），调节电位器R1使比较器LM339的反相端电压为Iset即可。

当负载过电流时，即I1与I2之和大于保护阈值时，比较器输出高电平置位RS触发器的S端，R端与单片机相接，RS触发器的输出一路封锁MOS管，另一路触发单片机的外部中断，单片机产生一个延时，取1s，并发出声光报警，延时后单片机复位RS触发器，使MOS管恢复正常工作，如果负载电路仍然大于阈值，则再次封锁MOS管，再延时后重启。

图A-5过流保护封锁电路

三、电路设计

1.PWM脉冲驱动电路图

PWM脉冲驱动电路设计如图A-6所示，图中，采用驱动芯片IR2110及其外围元件构成隔离驱动，共有上下两路驱动，正好为斩波管和续流管的驱动。

图A-6PWM脉冲驱动电路

2.PWM脉冲分配与死区形成电路设计

如图A-7所示，由单片机发出的PWM信号送入两路比较器先进行脉冲放大和抗干扰处理，然后经过死区形成电路形成约1us的死区，再经过比较器构成的脉冲输出电路送入驱动电路。

图A-7PWM脉冲分配与死区形成电路

3.信号检测电路设计

系统所要检测的信号有：

主模块的输出电压、电流，从模块的输出电流。

如图A-8所示，电压和电流检测分别通过电压霍尔、电流霍尔传感器检测，并经过必要的输出转换电路后转换为检测信号。

为了提高系统的抗干扰性，检测信号后都经过一个二阶低通滤波器滤除噪声，再送入单片机的AD转换器中。

图A-8电压电流检测电路

本系统采用Mega128内部的10位ADC，即分辨率为1024，参考电压取内部2.56V，最小可以识别2.5mV的电压变化。

电压采样使用电压霍尔传感器VSM025A，其精度为0.7%。

电流采样使用电流霍尔传感器CSM025A，其精