LDO稳压器Word格式.docx

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在LDO（LowDropout）稳压器（图2：

LDO稳压器内部结构框图）中，导通管是一个PNP管。

LDO的最大优势就是PNP管只会带来很小的导通压降，满载（Full-load）的跌落电压的典型值小于500mV，轻载（Lightloads）时的压降仅有10～20mV。

LDO的压差为：

Vdrop＝Vsat（LDO稳压器） 

（2）

准LDO稳压器（Quasi-LDOregulators）

准LDO（Quasi-LDO）稳压器（图3：

准LDO稳压器内部结构框图）已经广泛应用于某些场合，例如：

5V到3.3V转换器。

准LDO介于NPN稳压器和LDO稳压器之间而得名，导通管是由单个PNP管来驱动单个NPN管。

因此，它的跌落压降介于NPN稳压器和LDO之间：

Vdrop＝Vbe＋Vsat 

（3）

稳压器的工作原理（RegulatorOperation）

所有的稳压器，都利用了相同的技术实现输出电压的稳定（图4：

稳压器工作原理图）。

输出电压通过连接到误差放大器（ErrorAmplifier）反相输入端（InvertingInput）的分压电阻（ResistiveDivider）采样（Sampled），误差放大器的同相输入端（Non-invertingInput）连接到一个参考电压Vref。

参考电压由IC内部的带隙参考源（BandgapReference）产生。

误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。

为此，它提供负载电流以保证输出电压稳定：

Vout=Vref（1+R1/R2） 

（4）

性能比较（PerformanceComparison）

NPN，LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是：

跌落电压（Dropout 

Voltage）和地脚电流（GroundPinCurrent）。

为了便于分析，我们定义地脚电流为Ignd（参见图4），并忽略了IC到地的小偏置电流。

那么，Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。

NPN稳压器中，达林顿管的增益很高（HighGain），所以它只需很小的电流来驱动负载电流IL。

这样它的地脚电流Ignd也会很低，一般只有几个mA。

准LDO也有较好的性能，如国半（NS）的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。

然而，LDO的地脚电流会比较高。

在满载时，PNP管的β值一般是15～20。

也就是说LDO的地脚电流一般达到负载电流的7%。

NPN稳压器的最大好处就是无条件的稳定，大多数器件不需额外的外部电容。

LDO在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽（LoopBandwidth）及提供一些正相位转移（PositivePhaseShift）补偿。

准LDO一般也需要有输出电容，但容值要小于LDO的并且电容的ESR局限也要少些。

反馈及回路稳定性（FeedbackandLoopStability）

所有稳压器都使用反馈回路（FeedbackLoop）以保持输出电压的稳定。

反馈信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变，通过在单位增益（UnityGain，0dB）频率下的相位偏移总量来确定回路的稳定性。

波特图（BodePlots）

波特图（BodePlots）可用来确认回路的稳定性，回路的增益（LoopGain，单位：

dB）是频率（Frequency）的函数（图5：

典型的波特图）。

回路增益及其相关内容在下节介绍。

回路增益可以用网络分析仪（Network 

Analyzer）测量。

网络分析仪向反馈回路（Feedback 

Path）注入低电平的正弦波（Sine 

Wave），随着直流电压（DC）的不断升高，这些正弦波信号完成扫频，直到增益下降到0dB。

然后测量增益的响应（GainResponse）。

波特图是很方便的工具，它包含判断闭环系统（Closed-loopSystem）稳定性的所有必要信息。

包括下面几个关键参数：

环路增益（Loop 

Gain），相位裕度（PhaseMargin）和零点（Zeros）、极点（Poles）。

回路增益（LOOPGAIN）

闭环系统（Closed-loopSystem）有个特性称为回路增益（LoopGain）。

在稳压电路中，回路增益定义为反馈信号（FeedbackSignal）通过整个回路后的电压增益（VoltageGain）。

为了更好的解释这个概念，LDO的结构框图（图2）作如下修改（图6：

回路增益的测量方法）。

变压器（Transformer）用来将交流信号（ACSignal）注入（Inject）到“A”、“‘B”点间的反馈回路。

借助这个变压器，用小信号正弦波（Small-signalSineWave）来“调制”（modulate）反馈信号。

可以测量出A、B两点间的交流电压（ACVoltage），然后计算回路增益。

回路增益定义为两点电压的比（Ratio）：

LoopGain＝Va/Vb 

（5）

需要注意，从Vb点开始传输的信号，通过回路（Loop）时会出现相位偏移（PhaseShift），最终到达Va点。

相位偏移（PhaseShift）的多少决定了回路的稳定程度（Stability）。

反馈（FEEDBACK）

如前所述，所有的稳压器都采用反馈（Feedback）以使输出电压稳定。

输出电压是通过电阻分压器进行采样的（图6），并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端，误差放大器的另一个输入端接参考电压，误差放大器将会调整输出到导通管（PassTransistor）的输出电流以保持直流电压（DCValtage）的稳定输出。

为了达到稳定的回路就必须使用负反馈（NegativeFeedback）。

负反馈，有时亦称为改变极性的反馈（degenerativefeedback），与源信号的极性相反（图7：

反馈信号的相位示意图）。

负反馈与源（Source）的极性相反，它总会阻止输出的任何变化。

也就是说，如果输出电压想要变高（或变低），负反馈回路总会阻止，强制其回到正常值。

正反馈（PositiveFeedback）是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。

此时，回路响应会与发生变化的方向一致。

显而易见不能达到输出的稳定，不能消除输出电压的改变，反而将变化趋势扩大了。

当然，不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。

但是如果出现180°

的相移，负反馈就成为正反馈了。

相位偏移（PHASESHIFT）

相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变（PhaseChange）的总和（相对起始点）。

相位偏移，单位用度（Degrees）表示，通常使用网络分析仪（networkanalyzer）测量。

理想的负反馈信号与源信号相位差180°

（如图8：

相位偏移示意图），因此它的起始点在－180°

。

在图7中可以看到这180°

的偏置，也就是波型差半周。

可以看到，从－180°

开始，增加180°

的相移，信号相位回到零度，就会使反馈信号与源信号的相位相同，从而使回路不稳定。

相位裕度（PHASEMARGIN）

相位裕度（PhaseMargin，单位：

度），定义为频率的回路增益等0dB（单位增益，UnityGain）时，反馈信号总的相位偏移与－180°

的差。

一个稳定的回路一般需要20°

的相位裕度。

相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。

极点（POLES）

极点（Pole）定义为增益曲线（Gaincurve）中斜度（Slope）为－20dB/十倍频程的点（图9：

波特图中的极点）。

每添加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。

增加n个极点，n×

（－20dB/十倍频程）。

每个极点表示的相位偏移都与频率相关，相移从0到－90°

（增加极点就增加相移）。

最重要的一点是几乎所有由极点（或零点）引起的相移都是在十倍频程范围内。

注意：

一个极点只能增加－90°

的相移，所以最少需要两个极点来到达－180°

（不稳定点）。

零点（ZEROS）

零点（Zero）定义为在增益曲线中斜度为＋20dB/十倍频程的点（如图10：

波特图中的零点）。

零点产生的相移为0到＋90°

，在曲线上有＋45°

角的转变。

必须清楚零点就是“反极点”（Anti-pole），它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。

这也就是为什么要在LDO稳压器的回路中添加零点的原因，零点可以抵消极点。

波特图分析

用包含三个极点和一个零点的波特图（图11：

波特图）来分析增益和相位裕度。

假设直流增益（DCgain）为80dB，第一个极点（pole）发生在100Hz处。

在此频率，增益曲线的斜度变为－20dB/十倍频程。

1kHz处的零点使斜度变为0dB/十倍频程，到10kHz处斜度又变成－20dB/十倍频程。

在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为－40dB/十倍频程。

图11中可看到单位增益点（UnityGainCrossover，0dB）的交点频率（CrossoverFrequency）是1MHz。

0dB频率有时也称为回路带宽（LoopBandwidth）。

相位偏移图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。

为了产生这个图，就要根据分布的零点、极点计算相移的总和。

在任意频率（f）上的极点相移，可以通过下式计算获得：

极点相移＝-arctan（f/fp） 

（6）

在任意频率（f）上的零点相移，可以通过下式计算获得：

零点相移＝-arctan（f/fz） 

（7）

此回路稳定吗？

为了回答这个问题，我们根本无需复杂的计算，只需要知道0dB时的相移（此例中是1MHz）。

前两个极点和第一个零点分布使相位从-180°

变到+90°

，最终导致网络相位转变到-90°

最后一个极点在十倍频程中出现了0dB点。

代入零点相移公式，可以计算出该极点产生了－84°

的相移（在1MHz时）。

加上原来的-90°

相移，全部的相移是-174°

（也就是说相位裕度是6°

）。

由此得