自制简易高频感应加热文档格式.docx

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式中：

e瞬时电势，V；

零件上感应电流回路所包围面积的总磁通，Wb，其数值随感应器中的电流强度和零件材料的磁导率的增加而增大，并与零件和感应器之问的间隙有关。

为磁通变化率，其绝对值等于感应电势。

电流频率越高，磁通变化率越大，使感应电势P相应也就越大。

式中的负号表示感应电势的方向与的变化方向相反。

零件中感应出来的涡流的方向，在每一瞬时和感应器中的电流方向相反，涡流强度取决于感应电势及零件内涡流回路的电抗，可表示为：

式中，I涡流电流强度，A；

Z自感电抗，；

R零件电阻，；

X阻抗，。

由于Z值很小，所以I值很大。

零件加热的热量为：

式中Q热能，J；

t加热时间，s。

对铁磁材料（如钢铁），涡流加热产生的热效应可使零件温度迅速提高。

钢铁零件是硬磁材料，它具有很大的剩磁，在交变磁场中，零件的磁极方向随感应器磁场方向的改变而改变。

在交变磁场的作用下，磁分子因磁场方向的迅速改变将发生激烈的摩擦发热，因而也对零件加热起一定作用，这就是磁滞热效应。

这部分热量比涡流加热的热效应小得多。

钢铁零件磁滞热效应只有在磁性转变点A2（768℃）以下存在，在A2以上，钢铁零件失去磁性，因此，对钢铁零件而言，在A2点以下，加热速度比在A2点以上时快。

感应加热具体应用感应加热设备

感应加热设备是产生特定频率感应电流，进行感应加热及表面淬火处理的设备。

感应加热表面淬火

将工件放在用空心铜管绕成的感应器内，通入中频或高频交流电后，在工件表面形成同频率的的感应电流，将零件表面迅速加热（几秒钟内即可升温800～1000度，心部仍接近室温）后立即喷水冷却（或浸油淬火），使工件表面层淬硬。

与普通加热淬火比较感应加热表面淬火具有以下优点：

1、加热速度极快，可扩大A体转变温度范围，缩短转变时间。

2、淬火后工件表层可得到极细的隐晶马氏体，硬度稍高（2～3HRC）。

脆性较低及较高疲劳强度。

3、经该工艺处理的工件不易氧化脱碳，甚至有些工件处理后可直接装配使用。

4、淬硬层深，易于控制操作，易于实现机械化，自动化。

感应加热（高频电炉）制作教程成本估算：

紫铜管紫铜带：

210元

EE85加厚磁芯2个：

60元

高频谐振电容3个：

135元

胶木板：

水泵及PU管：

52元

PLL板：

30元

GDT板：

20元

电源板：

50元

MOSFET：

2KW调压器：

280元

散热板：

80元

共计：

997元

总体架构：

串联谐振2.5KW锁相环追频ZVS，MOSFET全桥逆变；

磁芯变压器两档阻抗变换，水冷散热，市电自耦调压调功，母线过流保护。

先预览一下效果，如下图：

加热金封管3DD15

加热304不锈钢管

加热小金属球

加热铁质垫圈

在开始制作之前，有必要明确一些基础性原理及概念，这样才不致于一头雾水。

1、加热机制（扫盲用，高手跳过）1.1涡流，只要是金属物体处于交变磁场中，都会产生涡流，强大的高密度涡流能迅速使工件升温。

这个机制在所有电阻率不为无穷大的导体中均存在。

1.2感应环流，工件相当于一个短路的1匝线圈，与感应线圈构成一个空心变压器，由于电流比等于匝比的反比，工件上的电流是感应线圈中电流的N（匝数）倍，强大的感应短路电流使工件迅速升温。

这个机制在任何导体中均存在，恒定磁通密度情况下，工件与磁场矢量正交的面积越大，工件上感生的电流越大，效率越高。

由此可看出，大磁通切割面积的工件比小面积的工件更容易获得高温。

1.3磁畴摩擦（在铁磁体内存在着无数个线度约为10-4m的原本已经磁化了的小区域，这些小区域叫磁畴），铁磁性物质的磁畴，在交变磁场的磁化与逆磁环作用下，剧烈摩擦，产生高温。

这个机制在铁磁性物质中占主导。

由此可看出，不同材料的工件，因为加热的机制不同，造成的加热效果也不一样。

其中铁磁物质三中机制都占，加热效果最好。

铁磁质加热到居里点以上时，转为顺磁性，磁畴机制减退甚至消失。

这时只能靠剩余两个机制继续加热。

当工件越过居里点后，磁感应现象减弱，线圈等效阻抗大幅下降，致使谐振回路电流增大。

越过居里点后，线圈电感量也跟着下降。

LC回路的固有谐振频率会发生变化。

致使固定激励方式的加热器失谐而造成设备损坏或效率大减。

2、为什么要采用谐振？

应采用何种谐振2.1先回答第一个问题。

我曾经以为只要往感应线圈中通入足够强的电流，就成一台感应加热设备了。

也对此做了一个实验，见下图。

实验中确实有加热效果，但是远远没有达到电源的输出功率应有的效果。

这是为什么呢，我们来分析一下，显然，对于固定的工件，加热效果与逆变器实际输出功率成正比。

对于感应线圈，基本呈现纯感性，也就是其间的电流变化永远落后于两端电压的变化，也就是说电压达到峰值的时候，电流还未达到峰值，功率因数很低。

我们知道，功率等于电压波形与电流波形的重叠面积，而在电感中，电流与电压波形是错开一个角度的，这时的重叠面积很小，即便其中通过了巨大的电流，也是做无用功。

这是如果单纯的计算P=UI，得到的只是无功功率。

而对于电容，正好相反，其间的电流永远超前于电压变化。

如果将电容与电感构成串联或并联谐振，一个超前，一个滞后，谐振时正好抵消掉。

因此电容在这里也叫功率补偿电容。

这时从激励源来看，相当于向一个纯阻性负载供电，电流波形与电压波形完全重合，输出最大的有功功率。

这就是为什么要采取串（并）补偿电容构成谐振的主要原因。

2.2第二个问题，LC谐振有串联谐振和并联谐振，该采用什么结构呢。

说得直白一点，并联谐振回路，谐振电压等于激励源电压，而槽路（TANK）中的电流等于激励电流的Q倍。

串联谐振回路的槽路电流等于激励源电流，而L，C两端的电压等于激励源电压的Q倍，各有千秋。

从电路结构来看：

对于恒压源激励（半桥，全桥），应该采用串联谐振回路，因为供电电压恒定，电流越大，输出功率也就越大，对于串联谐振电路，在谐振点时整个回路阻抗最小，谐振电流也达到最大值，输出最大功率。

串联谐振时，空载的回路Q值最高，L，C两端电压较高，槽路电流白白浪费在回路电阻上，发热巨大。

对于恒流源激励（如单管电路），应采用并联谐振，自由谐振时LC端电压很高，因此能获得很大功率。

并联谐振有个很重要的优点，就是空载时回路电流最小，发热功率也很小。

值得一提的是，从实验效果来看，同样的谐振电容和加热线圈，同样的驱动功率，并联谐振适合加热体积较大的工件，串联谐振适合加热体积小的工件。

3、制作过程明白了以上原理后，可以着手打造我们的感应加热设备了。

我们制作的这个设备主要由调压整流电源、锁相环、死区时间发生器、GDT电路、MOS桥、阻抗变换变压器、LC槽路以及散热系统几大部分组成，见下图。

我们再来对构成系统的原理图进行一些分析，如下：

槽路部分：

从上图可以看出，C1、C2、C3、L1以及T1的次级（左侧）共同构成了一个串联谐振回路，因为变压器次级存在漏感，回路的走线也存在分布电感，所以实际谐振频率要比单纯用C1-C3容量与L1电感量计算的谐振频率略低。

图中L1实际上为1uH，我将漏感分布电感等加在里面所以为1.3uH，如图参数谐振频率为56.5KHz。

从逆变桥输出的高频方波激励信号从J2-1输入，通过隔直电容C4及单刀双掷开关S1后进入T1的初级，然后流经1:

100电流互感器后从J2-2回流进逆变桥。

在这里，C4单纯作为隔直电容，不参与谐振，因此应选择容量足够大的无感无极性电容，这里选用CDE无感吸收电容1.7uF400V五只并联以降低发热。

S1的作用为阻抗变换比切换，当开关打到上面触点时，变压器的匝比为35:

0.75，折合阻抗变比为2178:

1；

当开关打到下面触点时，变压器匝比为24:

0.75，折合阻抗变比为1024:

1。

为何要设置这个阻抗变比切换，主要基于以下原因。

（1）铁磁性工件的尺寸决定了整个串联谐振回路的等效电阻，尺寸越大，等效电阻越大。

（2）回路空载和带载时等效电阻差别巨大，如果空载时变比过低，将造成逆变桥瞬间烧毁。

T2是T1初级工作电流的取样互感器，因为匝比为1:

100，且负载电阻为100，所以当电阻上电压为1V时对应T1初级电流为1A。

该互感器应有足够小的漏感且易于制作，宜采用铁氧体磁罐制作，如无磁罐也可用磁环代替。

在调试电路时，可通过示波器检测J3两端电压的波形形状和幅度而了解电路的工作状态，频率，电流等参数，亦可作为过流保护的取样点。

J1端子输出谐振电容两端的电压信号，当电路谐振时，电容电压与T1次级电压存在90相位差，将这个信号送入后续的PLL锁相环，就可以自动调节时激励频率始终等于谐振频率。

且相位恒定。

（后文详述）

L1，T1线圈均采用紫铜管制作，数据见上图，工作中，线圈发热严重，必须加入水冷措施以保证长时间安全工作。

为保证良好的传输特性以及防止磁饱和，T1采用两个EE85磁芯叠合使用，在绕制线圈时需先用木板做一个比磁芯舌截面稍微大点的模子，在上面绕制好后脱模。

如下图：

PLL锁相环部分：

上图为PLL部分，是整个电路的核心。

关于CD4046芯片的结构及工作原理等，我不在这里详述，请自行查阅书籍或网络。

以U1五端单片开关电源芯片LM2576-adj为核心的斩波稳压开关电路为整个PLL板提供稳定的，功率强劲的电源。

图中参数可以提供15V2A的稳定电压。

因为采用15V的VDD电源，芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件，74系列的不能在此电压下工作。

CD4046锁相环芯片的内部VCO振荡信号从4脚输出，一方面送到U2为核心的死区时间发生器，用以驱动后级电路。

另一方面回馈到CD4046的鉴相器输入B端口3脚。

片内VCO的频率范围由R16、R16、W1、C13的值共同决定，如图参数时，随着VCO控制电压0-15V变化，振荡频率在20KHz-80KHz之间变化。

从谐振槽路Vcap接口J1送进来的电压信号从J4接口输入PLL板，经过R14，D2，D3构成的钳位电路后，送入CD4046的鉴相器输入A端口14脚。

这里要注意的是，Vcap电压的相位要倒相输入，才能形成负反馈。

D2，D3宜采用低结电容的检波管或开关管如1N4148、1N60之类。

C7、C12为CD4046的电源退耦，旁路掉电源中的高频分量，使其稳定工作。

现在说说工作流程，我们选用的是CD4046内的鉴相器1（XOR异或门）。

对于鉴相器1，当两个输人端信号Ui、Uo的电平状态相异时（即一个高电平，一个为低电平），输出端信号U为高电平；

反之，Ui、Uo电平状态相同时（即两个均为高，或均为低电平），U输出为低电平。

当Ui、Uo的相位差在0-180范围内变化时，U的脉冲宽度m亦随