带PFC功能的150W双管正激恒流源设计Word格式文档下载.docx

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交流输入电压范围：

Vac=90Vac-260Vac,f工频=40-60Hz：

PFC输出直流电压：

VO=385MOOVdc；

额泄输出功率：

P0=240W：

开关频率：

fs=100kHz；

效率：

n=95%；

功率因数:

PF>

0.95：

3.2PFC升压电感的选取

电感在电路中有滤波、传递和储存能量的作用，其值与纹波电流和开关频率有关，如公式（1.2.1）所示。

ruikdtsu^d

L=—=」一（1.2」）

式中D为占空比，fs为开关频率，Ts为开关周期，Uin为输入电流，AIL为纹波电流。

1计算输入电流的最大瞩值：

2计算电感电流允许的最大纹波电流厶IL,通常取线路电流最大峰值的20%,如公式（1.2.3）所示。

A7Z=0.2Ipk=0.2x3.93=0.786A（1.2.3）

3计算电感电流出现最大峰值时的占空比，如公式（1.2.4）所示。

（1.2.4）

4综合以上公式可计算电感值，如公式（1.2.5）所示。

（1.2.5）

=屈90x0.63才两h100x10’x0.786

本设计实际取ImH.

1.3PFC输出电容的选取

在开关管关断时向负载提供能虽:

，维持输出电压不变，所以输岀电容需足够大。

在工程设计中，输出电容C的典型值为每瓦特luF〜2uF,故本设汁选择nippon公司生产的450V/220uF电解电容。

1.4开关管和二极管的选取

为了确保整个系统的可靠性，开关管和二极管的选取要留有安全裕量©

通常电压需留有1・2倍的裕量，电流留有1.5倍裕量。

1首先计算电感电流的最大值Ipk（max）,英值是线路电流雌值与髙频纹波电流il金峰值一半之和，如公式（1.4.1）所示。

2电路正常工作时，开关管承受的电压为输岀电压，则开关管安全电压U如公式（1.4.2）

所示。

U=1.2/=1.2x400=480V（1.4.2）

3电路安全电流I如公式（1.4.3）

I=1.5/m=1.5x4.323=6.485A（1.4.3）

综合考虑以上因素，开关管选择IRFP460型号的MOSFET管，苴耐压500V,最大允许电流20Ao升压输出二极管选择MUR公司的快恢复二极管MUR3060,其耐压为600V,额左电流为30A,反向恢复时间为60ns。

1.5整流桥的选取

在电路输入整流桥的选择中，有两个因素起着关键的作用，它们分別是整流桥二极管承受的最大反向电压UR和最大反向电流ID。

本设计中最大输入电压270V,输入电流U床值为4.3A。

1计算整流桥二极管承受的最大反向电压UR,如公式（1.5.1）所示。

Ur=^^ax>

=V2x270=381V（1.5.1）

2计算整流桥二极管承受的最大电流ID,如公式（1.5.2）所示。

/“右'

pg=°

・5*4.3=2.15A（1.5.2）

为了让电路的运行更加可靠，在电路参数的设讣时，对已计算得到的整流桥二极管承受的最大反向电压UR和最大反向电流ID留下二倍的安全余疑。

综上因数，整流桥选取RS808,其最大电流为8A,反向耐压为800V,也可以选取耐压耐流能力更强的整流桥。

2、PFC控制电路部分

PFC控制电路部分以功率因数校正芯片UC3854BN为核心。

UC3854BN内部框图如图5所

zj\e

图5UC3854BN内部框图

2.1电流检测电路的设计

一般情况下,PFC变换器感测电流有两种方法，一种是在变换器的接地回路上使用检测电阻,期一种是使用电流霍尔传感器进行取样。

本设计根据250W功率设计，属于小功率电路，输入电流最大值不超过4A,为了简化电路，采用0.25欧姆的水泥电阻作为电流检测电阻。

如图中R11所示。

2.2前馈分压器的设讣

整流后的输入电压经前馈分压器后（二阶低通滤波器）送入UC3854BN芯片的8引脚，经芯片内部的平方器进行平方运算后送进乘除法器，以稳立输岀功率。

其结构如图7所示。

图7前馈分压器

本设计中取R115、R116阻值为910kQ,R78取值lOOkQoR111取值20kDo滤波电容的选取，一般限左前馈电路对总谐波畸变的贡献为1.5%,而全波整流电路中二次谐波（f2=100Hz）含量约为66.2%,则输入预计谐波失真允许百分比：

Gf=L5%=0.027（2.2.1）

66.22%

截止频率为：

扎=芯x=&

.0227x100=16・4Hz（2.2.2）

滤波电容按下式计算：

=0.485//F（2.2.4）

Cs9二2兀心/=2x3.I4x20x103x16.4

实际取C38的值为O.luF,C39的值为0・47uF。

2.3峰值限流电阻的设计

UC3854BN的2脚具有限制峰值电流的功能，当输入电流大于实际的输入电流峰值时，芯片不输出驱动波形，开关管关断，电路不工作。

本设计中电阻R87和R61构成的分压网络作为山乍值限流比较器的一个输入端（2引脚）。

通常情况下R87与R61按峰值电流的过载量来选取，过载量本文取20%,则检测电阻Rs电压过载值为：

Urss）=人“）x&

=（32+32*0.2）*=1列<

2.3.1）

一般选取R87为典型值10kQ.fi基准电压Vref为7.5V,则

耳10000

R"

=Urs（ov）=1.2x-？

-=1.6kG（2.3.2）

本设计中实际选取R61的值为2kQo

2.4乘法器的设置

乘法器是有源功率因数校正芯片UC3854BN的核心部件，乘法器的输出作为电流内环的基准信号。

乘法器有三个输入，一是从6脚输入的整流后的电流信号，一是从8脚输入的整流后的平均电压信号，一是输岀电压经11脚后输出的电压误差信号。

16脚电流采样电阻R75、R76的选取

在全部的工作电压范羽内，UC3854BN的6脚电压为500mV,在输入电压最大使时6脚电流lac被限制为250uA»

认）=近xUg=V2x270=381V（2.4.1）

实际电阻R75、R76的值为910kQo

2R119的选取

3在输入电压最低时，R119上的电压要与采样电阻Rs达到U斤值限流时的电压相等。

本设il•实际取值3.9kQo

2.5振荡器参数的选取

PWM振荡器的频率由芯片12引脚的外接电阻RMR86、R165）和14引脚的外接电容C43决立。

本设计中，R86取值10kQ,R165取值2kC。

系统的开关频率与定时电容、泄时电阻的关系如下式所示。

（2.5.1）

尸1.25

故有：

2.7电流调节器的优化与设计

UC3854BN为平均电流控制芯片，其构成的功率因数校正系统为电流内外、电压外环的双闭环控制系统。

由于Boost电路本身为二阶系统，为了简化系统设计，可对控制系统进行降阶,设讣时按照先内环再外环的原则。

图9电流环的控制框图

电流环的控制框图如图9所示。

如果系统的开关频率远远大于电流环的截止频率，工程上一般为5倍到十倍，甚至10倍以上，从电流环看向电压外环，输岀电容C上的电压维持不变,其相当于一个受控电压源，此时电流环控制对象简化为一阶系统，如公式（2.7.1）：

叽倚警公5

其中Uo为输出电压，Rs为检测电阻，L为电感值。

PWM比较器传递函数，如公式（2.7.2）：

Gp咖匕）=处山=丄公式（2.7.2）

%匕

其中Vs为振荡器输岀谐波电压的峰峰值，一般取值5.2V。

图10为带零极点的电流PI调节器，其中C50为零点电容，C49为极点电容，R121与R118的比值为比例值。

其传递函数如公式（2.7.3）所示。

G（$）=心厲-】公式（2.7.3）

mGGoR詁2$+（尙十cjrm

图10电流调节器

则电流环的传递函数如公式（2.7.4）所示:

零点电容的作用是使电流误差放大器的零点位宜位于或低于穿越频率的位置，以确保系统工作状态稳立，具有较强的抗干扰性。

本设计将零点设在穿越频率处，则零点补偿电容可按下

式计算：

4=!

=!

:

=4960pF（2.7.9）

°

2x3.14x2.14x103x15x103

实际取472/100V的电容。

一般情况下，为了减小电流环对噪音的敏感，取极点频率等于开关频率，则极点补偿电容

（2.7.10）

C49值计算如下：

_2利Rg~2x3.14x100x103x15x103_12°

/?

F

实际取471/100V电容。

将上计算参数带入电流环传递函数，可得:

Gi（，）=G,）G砂M（s・）Gp（s・）

UoR^sC^Rxlx+1）

匕ZC49C50K18&

2$+（C；

g+CJ匕厶Ki声

9・03xl（rS+i2.8

"

4.7xI0-|35"

3+7.34x10-h?

在MATLAB中绘制电流环传递函数的相频、幅频特性曲线，如图11所示，可知电流环截止频率为2・36kH乙相位裕量为44。

。

图11电流环相频、幅频特性曲线

2.8电压调节器的优化与设计

2.8.1环路推导

电压外环的控制框图如图4所示。

电压外环的截I匕频率受电流环截止频率的限制，一般取电流环截止频率的五分之一以上。

另一方面，对于功率因数校正拓扑来说，电压外环的截止频率还受限于电网整流后所得正弦半波电压的频率（100Hz）,考虑到频率为100Hz的输岀电压纹波，从抑制噪声的角度上讲，希望整个系统的开环截止频率远远小于100Hz,但也不能太小，否则系统的快速性不好，在工程上一般将截止频率设在100Hz的10%~20%范II内。

因此，选取的电压外环截I匕频率远远小于电流内坏，从电压外环看向电流内环，电感L相当于一个恒流源，电压外环的控制对象可简化，如公式（2.8.1）所示。

图4电压外环的控制框图

其中Gvo包括了乘法器、除法器及平方器的电压增益。

Pin为输入功率，Co为输出电容,△Uvea为电压误差放大器的输岀。

图12电压调节器

图12为电压调节器结构图，其传递函数，如公式（2.8.2）所示。

G.“（S）=也屮（2.8.2）

s2C5IC52/?

117/?

nl+5（C5l+C52）/?

nl

则电压外环的传递函数如公式（2.8.3）所示：

Gg=<

W$）xGg（s）

—弘*sC如+1（2・&

3）

CQAJ^5lC52RmRnl+S2（C5l+C52）心

2.8.2实际设计

①UC3854BN引脚11的基准电压为3V,PFC输出电压Uo经电阻分压，11引脚电压静态电

压应为3V。

®

Pin为输入功率取250W,Co为输出电容取220uF,aUvea为电压误差放大器的输岀取

5.2V。

代入公式有：

=Rn（2.8.4）

sC*叽

4在实际设il•中，取系统开环截止频率取wc=15%x27rxl00=94.2rad,理论上电压调肖器的零点处频率wz应小